1.1.4.Активные элементы (аэ) в усилителях мощности

Понятие электрического режима работы АЭ используется для изучения и анализа работы ГВВ, классификации рабочих составляющих АЭ. Электрический режим определяется параметрами АЭ и их взаимодействием. Одной из важнейших характеристик электрического режима является его напряженность, которая определяется степенью искажений импульса выходного тока. Численной мерой напряженности режима является коэффициент использования АЭ ξ по напряжению. Искажения импульса выходного тока определяется перераспределением суммарного тока АЭ между токами его электродов.

По степени проявления различают следующие режимы работы АЭ:

- недонапряженный (ННР);

- граничный (критический);

- слабоперенапряженный;

- сильноперенапряженный.

Наглядно области этих режимов можно представить на выходных статических характеристиках транзистора (рис. 1.7.). Линия граничного режима проходит через точки наибольшей кривизны семейства статических выходных характеристик АЭ.

Справа от нее находится область, соответствующая недонапряженному режиму и характеризуемая малыми входными токами и слабой зависимостью выходного тока от выходного напряжения.

Слева – это область, соответствующая перенапряженному режиму, имеющая место при больших выходных токах и сильной зависимости входного тока от выходного напряжения. Граничный (критический) режим является переходным между недонапряженным и перенапряженным режимами.

Таким образом, названия режимов указывают на уровень мощности рассеяния на выходном электроде, на величину входного тока.

Степень искажения импульса выходного тока можно увидеть с помощью динамической характеристики АЭ, которая показывает, как изменяется ток коллектора при изменении всех напряжений и наличии нагрузки. (динамическая характеристика – это линия на статических характеристиках АЭ, по которой перемещается рабочая точка за период колебаний).

На рис. 1.8 показано 5 характерных динамических характеристик. Динамическая характеристика АС относится к недонапряженному режиму. В этом режиме импульс выходного тока имеет косинусоидальный вид. Это кривая 1 на рис. 1.8.

Рис. 1.8 Динамические характеристики усилителя

Характеристика AD относится к граничному режиму, который, как уже отмечалось, разделяет недонапряженный режим от перенапряженных и при котором ГВВ отдает наибольшую мощность при достаточно высоком КПД. Импульс выходного тока в этом случае имеет уплощенную вершину (кривая 2 на рис. 1.8).

Динамическая характеристика GEA относится к слабоперенапряженному режиму, которому соответствует импульс провалом (кривая 3 на рис. 1.8).

Динамическая характеристика HFA соответствует сильноперенапряженному режиму, при котором выходной импульс приобретает двурогий вид, а провал опускается ниже оси абсцисс, где коллекторный ток равен нулю (кривая 4 на рис. 1.8). Уменьшение амплитуды импульса и появление провала в нем обусловлено уменьшением коллекторного тока за счет увеличения базового. Для описания формы сигналов выходного ток вводятся дополнительные углы отсечки: верхний θ₁ и нижний θ₂.

Ключевые режимы с выходным током и напряжением

в форме меандра

Электронный УМ преобразует энергию постоянного тока, потребляемую от источника питания, в энергию выходных колебаний. Управление преобразованием осуществляется посредством входного (возбуждающего) колебания УМ. Используемые в УМ физические принципы преобразования энергии и соответствующие им АЭ различны для разных диапазонов частот. На частотах до СВЧ включительно широко применяются биполярные и полевые транзисторы, а также электровакуумные приборы с электростатическим управлением электронным потоком. На частотах выше СВЧ переходят к принципиально иным способам преобразования – к динамическому управлению электронным потоком в электровакуумных приборах, к регенеративному усилению с применением лавинно-пролетных диодов, диодов Ганна и др.

Можно выделить два способа преобразования энергии в УМ, когда:

- АЭ находятся попеременно в активном состоянии и состоянии отсечки;

- АЭ работают в ключевом режиме, т.е. находятся попеременно в открытом состоянии и в состоянии отсечки, и их можно рассматривать как ключи с малым остаточным напряжением.

При первом способе преобразования энергии в УМ выходной ток слабо зависит от напряжения на его выходном электроде и определяется в первую очередь возбуждающим колебанием. В этом случае АЭ можно рассматривать как управляемый источник тока, использующий информационный аспект коммутации, т.е. информацию о том, включен или выключен ключ в данный момент. Это направление лежит в основе построения импульсных информационных устройств и цифровых устройств. При этом, как правило, не интересуются ни мощностью, рассеиваемой в нагрузке, ни усилением входного управляющего сигнала. Основное внимание направлено лишь на констатацию факта включенного или выключенного состояний ключевой схемы.

При втором способе используется энергетический аспект коммутации и перевод АЭ в ключевой режим осуществляется повышением величины возбуждающего колебания, которое определяет лишь моменты коммутации АЭ, которые наряду с параметрами выходной цепи УМ обусловливают форму и величину выходных тока и напряжения. При этом включенному и выключенному состояния ключа соответствуют различные уровни мощности, отбираемой от источника питания и рассеиваемой в нагрузке. Поэтому, изменяя времена включенного и выключенного состояний ключа, можно изменять суммарную мощность, выделяющуюся в нагрузке, т.е. усиливать входной управляющий сигнал. Это свойство схем коммутации положено в основу разработки класса устройств, которые называются импульсными усилителями мощности.

Главная идея перехода к ключевому режиму заключается в резком снижении мощности, рассеиваемой в АЭ, что позволяет существенно повысить КПД и надежность УМ, снизить его вес и габариты. Так как в любой момент времени мгновенное значение тока либо напряжения на выходе АЭ равно нулю, то КПД ключевого УМ теоретически может быть сколь угодно близок 100%, т огда как, например, КПД УМ класса В принципиально не может превысить величину, равную 78,5%. Кроме того, ключевой режим работы УМ дает возможность уменьшить зависимость его характеристик от разброса параметров АЭ от температуры окружающей среды.

Для более подробного изучения этого вопроса обратимся к последовательной схеме ключа, показанного на рис. 4.1,а. Отличие этой схемы от аналогового усилителя состоит лишь в способе управления регулирующим транзистором. Для простоты изложения примем, что нагрузка усилителя является активное сопротивление R_н. тогда мощность Р_н, выделяющаяся в ней

Р_н = U²/R_н,

где U – действующее напряжение u_н.

Пусть на вход транзистора подается последовательность прямоугольных импульсов длительностью τ и периодом следования Т. Тогда на выходе усилителя будет формироваться последовательность однополярных прямоугольных импульсов, форма которых показана на рис. 4.1,б и действующее напряжение

U = = = ,

где U_п – напряжение источника питания, К – коэффициент заполнения, представляющий собой относительную длительность включенного состояния транзисторной ключевой схемы. Тогда зависимость Р_н = f(К) можно представить в виде

,

которая является линейной.

Таким образом, изменяя относительную длительность включенного состояния ключа, можно регулировать мощность, выделяющуюся в нагрузке.

Примерами второго направления использования ключевых устройств являются управление режимом электродвигателя, мощного электромагнита и т.д., т.е. управление различными исполнительными устройствами систем управления.

До изобретения транзисторов выделяли 5 классов усилителей: А, АВ, С, ВС и С. В основе такого разделения лежала величина угла отсечки импульсов анодного тока лампы. С появлением биполярных транзисторов, а затем и полевых транзисторов появилась возможность эффективной реализации ключевых УМ. Разработка конструктивных решений в этой области повлекла за собой введение обозначений новых классов, таких, как D, E, F и др. Старый критерий угла отсечки здесь уже неприменим, так как различные в схемном и режимном отношениях ключевые УМ работают с одними и теми же углами отсечки. Поэтому классификация велась как по особенностям режима выходной цепи УМ, так и по ее схемотехническому построению, и, надо сказать, во многом хаотично. К настоящему времени уже насчитывается более 20 разнообразных ключевых УМ, так что несовершенство их классификации часто приводит к терминологической путанице. Очевидна необходимость упорядочения классификации с учетом последних достижений в области ключевых УМ, что, несомненно, будет способствовать более глубокому пониманию различных методов усиления и характеристике их места в технике радиопередачи.

Практически возбуждение ключевых УМ возможно двумя способами:

- импульсами напряжения, близкими к прямоугольным;

- гармоническим напряжением.

Достоинствами возбуждения прямоугольными импульсами напряжения является отсутствие ограничений на величину интервала недокрытия τ_з и простота ее регулировки посредством изменения длительности импульсов. Серьезный недостаток этого метода – это трудность формирования фронтов и срезов импульсов возбуждения, а также жесткие требования к предыдущему каскаду по току и рассеиваемой мощности.

Конструктивно возбуждение прямоугольными импульсами можно осуществить через широкополосный трансформатор. Единственным преимуществом такого подхода является обеспечение гальванической развязки возбуждающего и возбуждаемого каскадов. Паразитные реактивности трансформатора затрудняют получение коротких фронтов и срезов импульсов и вызывают появление колебательных переходных процессов.

Этих недостатков лишен другой подход, когда напряжение возбуждения подается непосредственно на затвор. При этом обеспечивается бóльшая широкополосность и более широкий диапазон регулирования τ_з. Однако в этом случае требуется изолированный от общей точки схемы источник питания каскада возбуждения «верхнего» транзистора, а также сдвиг по уровню сигнала возбуждения этого транзистора.

При возбуждении прямоугольными импульсами скорость переключения транзисторов ограничивается инерционностью цепи затвора и величиной внутреннего сопротивления источника, однако при этом возрастает потребляемый от источника ток. Внутреннее сопротивление источника следует минимизировать еще и потому, чтобы предотвратить возможность паразитного включения транзистора в начале интервала недокрытия напряжением, появляющимся на внутреннем сопротивлении при протекании через него тока заряда емкости затвор-сток С_зи.

Следует также стремиться к уменьшению индуктивности в контуре затвор-источник возбуждения-исток, в результате взаимодействия которой с емкостями С_зс и С_зи возникает колебательный переходный процесс, приводящий к существенному искажению форм входного и выходного колебаний транзистора и перенапряжениям на затворе. Кроме того, на паразитной индуктивности в ветви истока после включения транзистора возникает напряжение самоиндукции из-за возрастания тока стока. Это приводит к снижению напряжения на входе транзистора и может повлечь выход из открытого состояния. Источник возбуждения должен быть способен отдавать значительный ток, так как необходимо перезаряжать большую емкость за короткое время.

Преимущества возбуждения гармоническим напряжением сводятся к большей высокочастотности и лучшей энергетической эффективности. Недостатки заключаются в относительной сложности регулировки недокрытия и в том, что диапазон этой регулировки весьма ограничен.

Конструктивно широкодиапазонное гармоническое возбуждение осуществляется с использованием низкочастотных или полосовых согласующих цепей, обеспечивающих для предыдущего каскада в рабочем диапазоне частот импеданс нагрузки, близкий к резистивному. Связь между каскадами, как правило, трансформаторная. Как и при возбуждении прямоугольными импульсами, следует стремиться к минимизации индуктивности ветви истока.

Таким образом, при проектировании мощных усилителей диапазонов средних частот и выше следует применять возбуждение гармоническим напряжением. Влияние ограничений, связанных с пробивным напряжением на затворе, ослабляется тем, что современные мощные транзисторы имеют достаточно большие его значения, достигающие величин 20÷30 В. Возбуждение усилителей прямоугольными импульсами может быть целесообразным при малых уровнях мощности или на низких частотах вследствие конструктивной простоты и относительной легкости регулировки недокрытия.

Пример 4.1. Рассчитать усилительный каскад, собранный на биполярном транзисторе, работающем в ключевом режиме на резистивную нагрузку R = 150 Ом при напряжении источника питания Е = 27 В. На входе каскада действует управляющее напряжение U_упр = 5 В.

К лючевой режим работы транзисторного усилительного каскада, схема которого изображена на рис. 4.2, характеризуется тем, что используемый в нем транзистор может находиться только в одном из двух состояний: в полностью открытом (режим насыщения) или полностью закрытом (состояние отсечки). В первом случае напряжение на полностью открытом транзисторе равно U_нас, во втором случае оно совпадает с напряжением источника питания. Для разных биполярных транзисторов напряжение U_нас в большинстве случаев колеблется от 0,2 до 0,8 В. Поэтому примем U_нас = 0,5 В.

1. Рассчитаем ток I_K коллектора, когда транзистор находится в полностью открытом состоянии. Имеем

I_K = (E – U_нас)/R = (27,0 – 0,5)/150=0,177 A

2. В инженерной практике из соображений надежности элементы всегда выбирают с запасом. Исходя из этих соображений, примем коэффициент, характеризующий надежность, равный 1,5. Тогда приходим к выводу, что в схеме нужно использовать транзистор с допустимым током коллектора Ikмакс не менее, чем 0,177∙1,5 = 0,265 А = 265 мА и максимальным напряжением коллектор-эмиттер Uкэ не менее, чем 26,5∙1,5 = 39,75 В ≈ 40 В.

3. Из справочника по биполярным транзисторам находим, что этим требованиям удовлетворяет транзистор КТ815А с Ikмакс = 1,5 А и Uкэ = 40 В.

4. Рассчитаем ток базы, который нужно создать, чтобы обеспечить ток коллектора 0,177А. Как известно, ток коллектора связан с током базы соотношением

I_K = I_Б∙h_21э,

где h_21э – статический коэффициент передачи тока транзистором в схеме с общим эмиттером.

Берем табличное гарантированное минимальное значение h_21э = 40 для КТ815А. Тогда

I_Б = I_K/h_21э = 0,177/40 = 0,004425 A = 4,425 мА.

5. Используя допущение, что вольтамперная характеристика перехода база-эмиттер совпадает с этой характеристикой диода и в диапазоне рабочих токов напряжение база-эмиттер U_БЭ находится в пределах 0,6÷0,8 В, приходим к выводу, что сопротивление резистора R1 должно быть равно:

R1 = (U_упр – U_БЭнас)/I_Б = (5 – 0,7)/0,004425 = 971,75 Ом

Из стандартного ряда сопротивлений выбираем ближайшее в меньшую сторону, т.е. принимаем R1 = 910 Ом.

В том случае, если к базе транзистора подключен шунтирующий резистор R2, который вводится для более быстрого перевода транзистора в выключенное состояние, что способствует повышению помехоустойчивости ключевого каскада, нужно учитывать, что часть входного тока уйдет в этот резистор, и тогда формула примет вид

R1 = (U_упр – U_БЭнас)/(I_Б + I_R2) = (U_упр – U_БЭнас)/(I_Б +U_БЭнас/R2).

Принимая R2 = 1 кОм, получим

R1 = (5 – 0,7)/(0,004425 + 0,7/1000) = 839,024 Ом ≈ 820 Ом.

6. Рассчитаем потери мощности на транзисторе, используя соотношение

P = I_K∙U_KЭнас = 0,7∙0,177 = 0,1239 Вт.

Мощность, рассеиваемая на транзисторе, получается исключительно малой, поэтому транзистор в схеме можно использовать без радиатора. Вследствие этого КПД такого усилителя незначительно отличается от 100%, так как потери на транзисторе можно не учитывать.

Способы суммирования мощностей сигналов при построении мощных УМ, их достоинства и недостатки

Для получения большой суммарной мощности передатчика используют сложение мощностей отдельных его каналов. Известные двухтактные схемы и параллельная работа выходных нелинейных элементов характеризуются рядом недостатков:

- увеличивается вероятность самовозбуждения из-за связи выходных АЭ через общую нагрузку и внутреннее сопротивление генератора возбуждения;

- усиливается влияние разброса параметров АЭ на распределение токов, поэтому приходится их эксплуатировать в недогруженном режиме;

- резко снижается надежность всего передатчика, так как выход из строя одного АЭ влечет гибель остальных.

Поэтому параллельное включение даже двух мощных транзисторов является нежелательным.

Различают три основных метода сложения мощностей. Это сложение:

- в общем контуре;

- в пространстве;

- с помощью сумматоров.

Сложение в общем контуре

Схема сложения в общем контуре показана на рис. 6.1. анодные контуры выходных каскадов, собранных на транзисторах VT1 и VT2, индуктивно связаны с общим антенным контуром. Важно обеспечить синфазность напряжений, возбуждающих выходные каскады каналов, которые иначе будут работать как бы на расстроенную нагрузку. Для этого блоки должны быть строго идентичны. Недостаток схемы в том, что получается связь между блоками через общий нагрузочный контур, что сильно усложняет настройку, особенно на коротких волнах. Поэтому этот метод применяется в мощных передатчиках ДВ и СВ, в которых не требуется осуществлять быструю смену волны.

Сложение в пространстве

Сложение мощностей в пространстве производится, например, с помощью антенного устройства в виде фазированной решетки. Две рядом расположенные однотипные антенны возбуждаются общим сигналом через фазирующее устройство. В окружающем антенну пространстве осуществляется сложение мощностей и формируется общая диаграмма направленности. При этом фазирующее устройство может корректировать в некоторых пределах диаграмму направленности, изменяя направление главного излучения на требуемого корреспондента. Этот метод активно используется на СВЧ, УКВ. Недостаток его состоит в сложности оборудования и взаимном влиянии трактов через антенны.

Сложение с помощью сумматоров

Схема сложения мощностей с помощью сумматоров должна удовлетворять следующим условиям:

- обеспечивать сложение мощностей;

- гарантировать взаимную независимость входов сумматора;

- не допускать уменьшения мощности;

- обеспечивать заданную широкополосность.

Рассмотрим подробнее эти требования. Если N усилителей одного и того же сигнала имеют одинаковые амплитуды колебаний на выходе и каждый из них отдает в согласованную нагрузку номинальную мощность Р, то надо так согласовать работу этих N генераторов с нагрузкой, чтобы общая мощность Р_общ, выделяемая в ней, равнялась Р_обш = NР. Это условие выполняться во всех сумматорах. Однако в реальных схемах возникают неизбежные потери из-за разброса параметров транзисторов, разбаланса складываемых сигналов по амплитуде и по фазе, отражения сигналов от внутренних сопротивлений генераторов и нагрузок, частотной зависимости параметров сумматора и т.п. Все эти факторы снижают величину КПД сумматора.

Независимость входов сумматора означает, что изменения в режиме работы одного из усилителей, начиная от режима холостого хода до короткого замыкания, не должно влиять на работу всех остальных усилителей. Реальные схемы сумматоров не обеспечивают идеальной развязки между входами при изменении общей нагрузки.

Требование гарантировать отсутствие уменьшения мощности сводится к тому, чтобы при повреждении одного усилителя мощность в нагрузке должна упасть на величину Р. На практике это требование не выполняется из-за потерь в балластном резисторе R_б, который входит в состав всех схем сумматоров. Когда все усилители исправны, ток в R_б отсутствует. При повреждении одного из двух усилителей ток оставшегося усилителя проходит через R_б и в нем теряется половина мощности работающего усилителя. Поэтому мощность в нагрузке уменьшается не в 2, а в 4 раза. От этого недостатка можно избавиться путем переключения работающего генератора непосредственно к нагрузке. Однако переключение используется редко из-за усложнений в схеме.

Что касается широкополосности сумматоров, то они могут использоваться как в узкополосных, так и в широкополосных передатчиках. В последнем случае для расширения полосы пропускания сумматора используются широкополосные трансформаторы в диапазонах ДВ, СВ и КВ.

Кроме того, сумматоры – это устройства взаимного типа и, следовательно, они могут использоваться в качестве делителей мощности, для чего достаточно поменять местами нагрузку и генератор.