6.2.3.Работа каскада в области нижних частот

С понижением частоты колебаний входного сигнала возрастает реактивное сопротивление разделительных и блокировочного конденсаторов.

Цепи С1,R_вхи С2,R_нобразуют делители напряжения, а цепь Сэh_11б образует элемент ООС по току

Эти цепи уменьшают коэффициент усиления, а также создают дополнительный фазовый сдвиг напряжения в сторону опережения. Действия этих трех цепочек можно заменить одной эквивалентной цепью с постоянной времени в области нижних частот _н:

1/_н=1/_н.вх+1/_н.э+1/_н.вых

Коэффициент усиления на низких частотах

K(j)= K_uo/(1+1/j_н)

АЧХ каскада в области нижних частот

M_н()=.

Зависимость дополнительного сдвига фазы от частоты

_н()=arctg(1/_н)

Нижняя граничная частота, на которой усиление падает в 2 раз,_н=1/_н, а дополнительный фазовый сдвиг_н(_н)=/4

При 0K_uн0 , а сдвиг_н/2

Таким образом, для обеспечения заданной частоты _н необходимо выбирать

_н=1/_н

Расширение полосы усилителя в области нижних частот достигается за счет увеличения емкостей С1, С2, С_э. Емкость С_э шунтирует малое сопротивление

(r_э.диф+(r_б+R_r)/(h_21э+1)) || R_э

поэтому величина С_эдолжна быть значительно больше С1 и С2.

6.2.4.Работа каскада в области верхних частот

С повышением частоты сигнала сказываются изменения коэффициента

h_21э(j)=₀/(1+j_)

и шунтирующее действие выходной емкости транзистора и емкости нагрузки, которые уменьшают комплексное сопротивление нагрузки:

.

Оба эти фактора приводят:

• к уменьшению U_вых,т.е. коэффициента усиления на верхних частотах;

• к дополнительному сдвигу фазы выходного напряжения в сторону запаздывания: ток I_котстает от токаI_б, аU_выхзапаздывает относительно токаI_к.

На верхних частотах из-за изменения h_21эуменьшается входное сопротивление транзистора, притом оно носит комплексный характер:

Z_вх.т=_б+(₀/(1+j_)+1)r_э.диф.

В пределе при Z_вх.тr_б+r_э.диф.

С учетом указанных зависимостей коэффициент усиления на верхних частотах

,

где _В=_/(1+_б₀)+R_к.н(С_вых.т+С_н) - постоянная времени усилительного каскада в области верхних частот.

Выходная емкость транзистора в схеме с ОЭ можно найти по аналогии с R_вых.т:

X_Cвых=X_Cк*(1+ _б ₀),

откуда

С_вых.т=С^*_к/(1+ _б ₀)=С_к(₀+1)/ (1+ _б ₀).

Таким образом:

_В = _/(1+_б ₀)+R_к.н(С^*_к/(1+ _б ₀)+С_н)

АЧХ усилителя в области верхних частот

M_B()=,

а ФЧХ - дополнительный сдвиг фазы:

_B()= – arctg(_B)

С ростом частоты _BK_uB0 , а _B()–/2

Верхняя граничная частота _B=1/_В зависит от параметров транзистора (_=1/2f_=(h_21Э+1)/2f_h21Э;C_k;r_б), его режима (r_э.диф , т.е._б) и параметров нагрузки (С_н,R_н). Более высокочастотный транзистор (с высокойf_h21Э) обеспечивает большую верхнюю граничную частотуf_B.

6.2.5.Ачх и фчх каскада с оэ

Выражение для комплексного коэффициента усиления во всей полосе частот

K_uo(j)=.

На некоторой “средней” частоте коэффициент усиления достигает максимального значения K_uo, а фазовый сдвиг 180, т.е. дополнительный сдвиг равен 0:

₀_B – 1/_н = 0

₀=1/_B_н=_B_н

Это частота квазирезонанса - среднегеометрическое значение граничных частот:

Полоса пропускания усилительного каскада определяется граничными частотами, на которых М_н=М_B=1/=0.707

_н=1/_н _B=1/_B.

Дополнительный сдвиг фазы на границах этой полосы составляет +45⁰и -45⁰.