6.7.1. Квадратурный автокомпенсатор

Упрощенная структурная схема такого автокомпенсатора приведена на рис.6.11. Для простоты показан один дополнительный квадратурный канал, реально их может быть несколько (в зависимости от ожидаемого количества ПАП).

Разделение дополнительного канала на квадратурные осуществляется с помощью фазовращателя, осуществляющего сдвиг напряжения помехи на /2 . В каждом квадратурном канале имеется коррелятор, состоящий из перемножителя и интегратора, и балансный усилитель.

Поскольку напряжение помехи представляет собой узкополосной случайный процесс, его можно представить в виде:

u_шпо(t) = U_шпо(t) ^. cos[_ot + _o(t)] ,

где U_шпо(t) и _o(t) - соответственно его огибающая и начальная фаза, являющиеся случайными функциями, медленно (в масштабе _o) изменяющимися во времени. Аналогично можно представить и напряжения шумовой помехи в квадратурных каналах, которые сдвинуты по фазе на некоторый угол  по отношению к напряжению помехи в основном канале и, кроме того, сдвинуты на 90 относительно друг друга:

u_шпs(t) = U_шпs ^. cos[_ot + _o(t) + ] ;

u_шпс(t) = U_шпс ^. sin[_ot + _o(t) + ] .

Напряжение на выходе коррелятора пропорционально среднему значению произведения входных сигналов.

Напряжения на выходах корреляторов:

____________ ______________________________________

u_s(t)=u_шпo(t) ^. u_шпs(t)=0,5U_шпo(t) U_шпs(t)[cos(2_ot+2_o + )+cos ]=

__ __

=0,5U_шпo ^. U_шпs ^. cos  ;

____________ ______________________________________

u_с(t)=u_шпo(t) ^. u_шпс(t)=0,5U_шпo(t)^.U_шпс(t)[sin(2_ot+2_o+ )+sin ]=

__ __

=0,5 U_шпo ^. U_шпс ^. sin 

(черта сверху означает усреднение по времени).

Из последних выражений видно, что в качестве корреляторов могут быть применены фазовые детекторы. Напряжения U_с(t) и U_s(t) являются управляющими для усилителей с коэффициентами усиления _с и _s соответственно. Модули этих коэффициентов определяются величиной управляющих напряжений, а аргументы равны 0 или  в зависимости от полярности управляющих напряжений. Поэтому в качестве управляемых усилителей применяются балансные усилители (или балансные модуляторы). Таким образом, при равенстве нулю управляющих напряжений равны нулю и коэффициенты усиления управляемых усилителей.

Процесс автоматической компенсации активной шумовой помехи иллюстрируется векторной диаграммой, изображенной на рис.6.12.

В результате суммирования выходных напряжений балансных усилителей с комплексными амплитудами U_{шпs s} и U_{шпc c} образуется напряжение, равное по амплитуде и противоположное по фазе напряжению шумовой помехи в основном канале. Таким образом, суммарное напряжение шумовой помехи на выходе автокомпенсатора в идеальном случае становится равным нулю.

6.7.2. Гетеродинный автокомпенсатор

На рис.6.13 приведена структурная схема гетеродинного автокомпенсатора, на которой кроме УПЧ основного и УПЧ i-го компенсационного каналов представлена также схема преобразователя.

Как и в предыдущем случае, напряжение шумовой помехи в основном канале представим в виде:

u_шпо(t) = U_шпо(t) ^. cos[_ot + _o(t)] ,

а в i-м компенсационном канале -

u_шпi(t) = U_шпi(t) ^. cos[_ot + _o(t) + ],

На смесители обоих каналов поступают напряжения от второго гетеродина U_го(t) и U_гi(t) c частотами _го и _гi и начальными фазами _го и _гi соответственно:

u_го(t) = U_го^.cos(_гot + _гo) ;

u_гi(t) = U_гi^.cos(_гit + _гi) .

Напряжения на выходах смесителей:

u_{см о}(t) = U_{см о}(t) ^. cos[(_o - _гo)t] ;

u_{см i}(t) = U_{см i}(t) ^. cos[(_o - _гi)t + ] .

Эти напряжения (одно - после усилителя, а другое - после усилителя и сумматора) поступают на перемножитель, к выходу которого подключен интегратор, представляющий собой узкополосный фильтр, настроенный на частоту, равную разности частот (_го - _гi). На его выходе выделяется напряжение

u_инт(t) = U_инт(t) ^. cos[(_гo-_гi)t + ] ,

которое поступает на управляемый смеситель. На второй вход смесителя поступает напряжение с выхода усилителя компенсационного канала, в результате чего на его выходе формируется напряжение

u_{упр см}(t) = U_{упр см}(t) ^. cos[(_o - _гo)t] ,

частота которого равна частоте помехи в основном канале. После инвертора эти напряжения становятся противофазными, одинаковыми по амплитуде и взаимно компенсируются в сумматоре.

Эффективность подавления помехи квадратурным и гетеродинным автокомпенсаторами практически одинакова, однако при использовании интегральных микросхем аппаратурная реализация квадратурного автокомпенсатора предпочтительнее, поэтому в современных РЛС он используется чаще.