2.1.8. Принципы обработки широкополосных сигналов

Импульсный сигнал называется широкополосным, если произведение его длительности на ширину спектра частот . Широкополосность

обычно достигается путем внутриимпульсной модуляции фазы (частоты) коле­баний. Широкополосный импульс имеет ширину спектра в п раз большую, чем импульс той же длительности без внутриимпульсной модуляции. Ширина спектра соответствует импульсу длительностью .

Ранее было показано, что импульс на выходе оптимального фильтра оп­ределяется амплитудно-частотным спектром сигнала. Это значит, что широко­полосный радиоимпульс преобразуется в своем оптимальном фильтре в им­пульс такой же длительности, что и импульсы длительности при воздейст­вии на свой оптимальный фильтр. Иначе говоря, широкополосные радиоим­пульсы сжимаются в оптимальных фильтрах, причем тем сильнее, чем больше произведение .

Рис. 2.14. Разрешение при сжатии широкополосных радиоимпульсов в оптимальном фильтре

Если два перекрывающихся сдвинутых широкополосных импульса воз­действуют на соответствующий оптимальный фильтр (рис. 2.14), каждый из

них в силу применимости принципа суперпозиции к линейным системам сжи­мается независимо, т.е. имеется возможность разрешения сигналов от целей, импульсы которых перекрываются. Это позволяет наращивать длительности импульсов без ухудшения разрешающей способности по дальности. Увеличе­ние длительности импульса является средством увеличения его энергии при неизменной пиковой мощности сигналов передатчика

.

Наряду с увеличением энергии можно повышать в значительных пределах раз­решающую способность по дальности, используя весьма широкополосные сиг­налы.

В качестве средства расширения спектра радиоимпульсов может быть применена фазовая манипуляция. Она состоит в том, что импульс длительно­стью разбивается на определенное число п более коротких сомкнутых между собой парциальных радиоимпульсов, в каждый из которых вводятся фазовые сдвиги . Фазовые сдвиги могут быть кратны (или некратны) одному и тому же фазовому сдвигу, например, 2п/т, где т — целое число. При т>2 фазовая манипуляция называется многофазной, а при т=2 противофазной (возможны лишь два различных значения ). На рис. 2.15 изображен манипулиро-ванный по фазе 0, импульс и его условное обозначение.

Рис. 2.15. Фазо-манипулированный радиоимпульс (а)

и его условное изображение (б)

Спектр фазоманипулированного радиоимпульса можно представить как наложение спектров сдвинутых парциальных импульсов:

,

где соответствует спектру первого из парциальных радиоимпульсов. В случае, когда для всех к, фазоманипулированный радиоимпульс переходит в длинный немодулированный радиоимпульс.

На рис. 2.16 изображены амплитудно-частотные спектры следующих сигналов: импульса длительности (пунктир); немодулированного импульса такой же энергии длительностью (пунктир); фазоманипулированного

импульса при значениях с_k, соответствующих коду + + +--+- (сплошная

линия). Ширина спектра фазоманипулированного импульса длительностью имеет тот же порядок, что и ширина спектра парциального импульса длитель­ностью .

Рис. 2.16. Амплитудно-частотные спектры радиоимпульсов:

фазо-манипулированного (сплошная кривая), парциального дли­-

тельностью и немодулированного длительностью п (пунктир)

Другим способом расширения спектра импульса является применение частотной манипуляции. На рис. 2.17 изображен составной импульс длительно-стью , полученный путем стыковки (с точностью до фазы) более коротких импульсов длительностью .

Рис. 2.17. Частотно манипулированный радиоимпульс (а) и закон изменения частоты (б) в импульсе

Частота колебаний от импульса к импульсу меняется скачком, так что резуль­тирующий спектр складывается из взаимно смещенных парциальных спектров. Наряду со ступенчатым изменением частоты возможно плавное (линей­ное) изменение частоты. Радиоимпульс называется при этом частотно-модулированным (линейно частотно-модулированным).

На рис. 2.18 изображе­ны закон изменения частоты внутри импульса и амплитудно-частотный спектр линейно частотно-модулированного сигнала.

Рис. 2.18. Закон изменения частоты

F(t) (а), амплитудно-частотный спектр

(сплошная линия) и его аппроксима­-

ция (пунктир) при линейной частот-

­ной модуляции радиоимпульса (б)

При обработке широкополосных сигналов, в оптимальных фильтрах обеспечивается их сжатие. Рассмотрим вначале процесс сжатия фазоманипули-рованного радиоимпульса длительностью , составленного из парциальных импульсов длительностью (рис. 2.19). В течение промежутка времени

То частота колебаний одинакова /₀, начальная фаза при переходе к очередному парциальному импульсу может изменяться скачком на п. Оп­тимальная импульсная характеристика схемати­чески изображена на рис. 2.19, б. Оптимальный

Рис. 2.19. Условное изображение фильтр с такой характеристикой может быть по-

фазо-манипулированного радио- строен с использованием линии задержки с от­ импульса (а) и оптимальной им­- водами и сумматора, к которому часть отводов пульсной характеристики (б) подключена через инверсные каскады (рис.2.20).­

Рис. 2.20. Формирование импульсной характеристики, оптимальной для фазо-манипулированного радиоимпульса (рис.2.19).

Рис. 2.21. Процесс оптимальной фильт- рации фазо-манипулированного радио- импульса

Выходное напряжение сумматора подается на оконечный фильтр, который яв­ляется оптимальным для элементарного импульса длительностью . На

рис. 2.21, а схематически изображены сдвинутые во времени входные радио­импульсы с учетом наличия инверсных каскадов. Результат суммирования изо­бражен на рис. 2.21, б, а выходное напряжение оптимального фильтра в целом -на рис. 2.21, в. Длительность основного выброса выходного сигнала сущест­венно меньше длительности сигнала на входе.

Рассмотрим далее обработку частотно-манипулированных радиоимпуль­сов. На рис. 2.22 изображена схема, позволяющая формировать такие сигналы и

Рис. 2.22. Формирование импульсной характеристики в виде

частотно-манипулированного радиоимпульса

импульсные характеристики. Эта схема состоит из линии задержки с подклю­ченными к ее отводам колебательным контурам и сумматора.

При воздействии - функции на вход системы в каждом из контуров по­следовательно возбуждаются импульсные переходные процессы, а на выходе сумматора формируется протяженное частотно-модулированное колебание. Примерный вид амплитудно-частотной и фазо-частотной характеристик эле­ментов цепей, подключаемых к сумматору, изображен на рис. 2.23. Фазо-частотная характеристика каждого элемента цепи определяется соответствую­щей задержкой и имеет тем больший наклон, чем больше эта задержка. Задерж­ка огибающей группы близких по частоте спектральных составляющих

,

где k(f) - фазо-частотная характеристика.

График зависимости задержки от частоты изображен на рис. 2.23, в.

Рассмотренная схема (рис. 2.22) способна осуществлять сжатие радиоим­пульса, зеркального по отношении к ее импульсной характеристике.

Если от частотно-манипулированного радиоимпульса перейти к частот­но-модулированному (рис. 2.24, а), то импульсная характеристика оптимально­го фильтра перейдет в частотно-модулированное колебание с зеркальным по отношению к сигналу законом частотной модуляции.

Оптимальный фильтр должен осуществлять разную задержку различных групп частот. Рисунку 2.24, б соответствует меньшая задержка низких частот и боль­шая задержка высоких. Для этого время группового запаздывания в линии должно изменяться в диапазоне частот сигнала по определенному закону, в данном случае по линейному. Линии задержки с переменным временем груп­пового запаздывания называют дисперсионными. Линия с характеристикой

изображенной на рис. 2.24, е, задерживает в большей степени вы­сокие, чем низкие частоты. Подадим на нее импульс, мгновенная частота кото­рого изменяется от более высокой в начале до более низкой в конце импульса. Таким образом, более высокие частоты будут действовать ранее, но задержи­ваются в большей степени, а более низкие действуют позже, но задерживаются меньше. Это позволяет совместить все группы частот и образовать сжатый им­пульс.

Компенсация фазо-частотного спектра сигнала является основной причи­ной временного сжатия, приводя к согласованному наложению гармонических составляющих и образованию пика сжатого радиоимпульса. Степень сжатия импульса полностью определяется пределами изменения частоты в импульсе (девиацией частоты)

где а — скорость изменения частоты.

Длительность импульса на выходе фильтра равна:

Коэффициент сжатия импульса:

В качестве сжимающего фильтра можно использовать, например, опти­мальный фильтр, состоящий из ультразвуковой дисперсионной линии задержки с полосовым корректирующим усилителем на выходе. Ультразвуковая диспер­сионная линия задержки состоит из двух пьезокерамических преобразователей

э лектрических колебаний в механические колебания и полоски алюминия. Время задержки такой линии зависит от частоты и в пределах частот от

до изменяется линейно с частотой. Структурная схема оптимального фильтра изображена на рис. 2.25.

Наряду с дисперсионными ультразвуковыми и электрическими линиями задержки в качестве элементов оптимальных фильтров могут использоваться недиспергирующие линии задержки с неравномерно распределенными дис­кретными съемами. Принцип формирования частотно-модулированной им­пульсной характеристики пояснен на рис. 2.26.

Еще одним направлением построения широкополосных оптимальных фильтров является использование дисперсионных явлений на сверхвысоких частотах в так называемых магнитоупругих линиях задержки на базе кристал­лов железоиттриевого граната. В таких кристаллах могут распространяться акустические и спиновые волны (волны намагничивания). Спиновые волны распространяются с групповой скоростью, зависящей от величины приложен­ного постоянного продольного магнитного поля и частоты распространяющих­ся колебаний, что позволяет создавать линии задержки с линейной дисперсион­ной характеристикой.

Фильтры для линейно частотно-модулированных (ЛЧМ) сигналов могут быть реализованы при использовании поверхностных акустических волн (ПАВ). Физической основой получения требуемой дисперсионной характери­стики при использовании ПАВ является не дисперсия скорости волны, а про­странственное разделение преобразователей, настроенных на разные частоты. Этот принцип иллюстрируется эпюрами, изображенными на рис. 2.27.