4.3 Методика расчета каскада усиления передатчика на транзисторе в граничном режиме для схем с оэ и об

Исходными данными для расчета являются:

- Р1 - заданное значение выходной мощности;

- f –значение рабочей частоты.

Для расчета необходимо выбрать транзистор и выписать параметры выбранного транзистора

Расчет коллекторной цепи для схемы с ОЭ

1. Амплитуда первой гармоники напряжения на коллекторе

, (4.32)

2. Максимальное напряжение на коллекторе

. (4.33)

3. Амплитуда первой гармоники коллекторного тока

. (4.34)

4. Постоянная составляющая коллекторного тока

. (4.35)

5. Максимальный коллекторный ток

при ,

при . (4.36)

6. Максимальная мощность, потребляемая от источника коллекторного питания

. (4.37)

7. Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора

. (4.38)

8. КПД коллекторной цепи

. (4.39)

9. Сопротивление коллекторной нагрузки

. (4.40)

Расчет входной цепи для схем с ОЭ

Смещение на базу может быть подано через делитель

, (4.41)

Рисунок 4.5

в реальных схемах на частотах сопротивления и можно не ставить.

1. Амплитуда тока базы

, (4.42)

где .

2. Максимальное обратное напряжение на эмиттерном переходе

. (4.43)

3. Постоянная составляющая базового тока

. (4.44)

4. Постоянная составляющая эмиттерного тока

. (4.45)

5. Напряжение смещения на эмиттерном переходе

. (4.46)

6. Значение

. (4.47)

7. Значение

. (4.48)

8. Значение

. (4.49)

9. Значение

. (4.50)

10. Резистивная и реактивная составляющие входного сопротивления

_,

. (4.51)

11. Входная мощность

. (4.52)

12. Коэффициент усиления по мощности транзистора

. (4.53)

Расчет входной цепи для схем с ОБ

1. Амплитуда входного тока (тока эмиттера)

, (4.54)

где .

2. Дополнительное сопротивление между выводами базы и эмиттера транзистора, включаемое для устранения «перекоса» в импульсах коллекторного тока

, (4.55)

в реальных схемах сопротивление R Д можно увеличить до 10 раз.

3. Максимальное обратное напряжение на эмиттерном переходе

. (4.56)

Если напряжение Uбэ мах превышает допустимое значение, необходимо уменьшить сопротивление Rд. При этом, чтобы выполнялось равенство

τзак = τоткОБ , параллельно сопротивлению Rд необходимо включать дополнительную емкость

. (4.57)

4. Напряжение смещения на эмиттерном переходе

. (4.58)

5. Значение входного сопротивления транзистора

. (4.59)

6. Реактивная составляющая входного сопротивления

. (4.60)

7. Входная мощность

. (4.61)

8. Коэффициент усиления по мощности транзистора

. (4.62)

4.4 Методика расчета удвоенного П-образного

нагрузочного контура

Каждому передатчику отводится определенный спектр частот. Этот спектр частот является основным, полезным. Все колебания, выходящие за его пределы, являются побочными. К выходной колебательной системе передатчика, помимо трансформации нагрузочного сопротивления (входного сопротивления фидера или антенны) в оптимальное сопротивление Rэ (Rк) на частоте первой гармоники в полосе пропускания, предъявляются высокие требования по обеспечению заданного ослабления (фильтрации) высших гармоник, создающих внеполосное излучение.

Рисунок 4.6 - Схема контура

Исходными данными для расчета являются:

- Р1 - заданное значение выходной мощности;

- Рп доп - допустимое значение мощности побочного излучения;

- КСВ – коэффициент стоячих волн;

- Rк (Rэ) – выходное сопротивление оконечного каскада;

- Rн – сопротивление нагрузки;

- fmax – максимальное значение рабочей частоты.

1. Рассчитаем необходимый коэффициент фильтрации

. (4.63)

2. Рассчитаем добротность контура

. (4.64)

3. КПД контуров

, (4.65)

где Q_ХХ – добротность ненагруженного контура.

4. Проверяем, что заданное сопротивление нагрузки (фидера) больше минимально допустимого

, (4.66)

- должно выполняться.

5. Среднее сопротивление

. (4.67)

5. Сопротивление

. (4.68)

5. Сопротивление

. (4.69)

5. Сопротивление

. (4.70)

5. Рассчитаем ёмкость

. (4.71)

5. Рассчитаем ёмкость

. (4.72)

5. Рассчитаем ёмкость

. (4.73)

5. Сопротивление

. (4.74)

5. Сопротивление

. (4.75)

14. Для проверки правильности сделанных вычислений воспользуемся соотношением

. (4.76)

15. Рассчитаем коэффициенты трансформации схемы

. (4.77)

16. Рассчитаем добротности П – контура (ёмкости подставляем в мкФ)

,

, (4.78)

где .

17. Коэффициенты фильтрации контуров

,

где n - номер гармоники (в большинстве случаев n = 2),

. (4.79)

18. Общий коэффициент фильтрации

, (4.80)

если Ф > Фт.з – выполняется, то наш ВКС обеспечивает необходимое подавление высших гармоник.

19. Рассчитаем величины индуктивностей катушек

. (4.81)

4.5 Методика расчета автогенератора

Исходными данными для расчета являются:

- Р1 - заданное значение выходной мощности;

- f0 –значение рабочей частоты.

Расчет автогенератора, выпол­ненного по схеме, показанной на рисунке 4.7, выполняется в следующей последовательности:

Рисунок 4.7

1.Выбираем транзистор малой мощности и фиксируем его параме­тры:

2. Вычисляем

, (4.82)

при этом значение генерируемой частоты f0 не должно превышать fβ.

3. Выбрав тип транзистора, находим по справочным данным

. (4.83)

4. Выбираем коэффициент обратной связи и угол отсечки выходного тока в АГ

, , (4.84)

тогда

5. Рассчитываем корректирующую цепочку

,

,

,

, (4.85)

где - сопротивления, корректирующие частотные свойства тран­зистора в открытом и закрытом состояниях соответственно. Должно выполняться условие , в противном случае следует выбрать другой транзистор. При использовании транзистора с коррекцией кру­тизна переходной характеристики может быть рассчитана по формуле , остальные параметры транзистора не отличаются от пара­метров транзистора без коррекции.

6. Расчет электрического режима АГ. При работе транзисторов в классах АВ, В, С и использовании корректирующих цепей коллектор­ный ток имеет форму косинусоидальных импульсов с углом отсечки , расчет режима транзистора можно проводить по известной общеприня­той методике с использованием коэффициентов и .

Рассчитываем параметры АГ:

. (4.86)

Неравенство есть условие получения недонапряженного режима при относительно слабой зависимости барьерной емкости коллекторного перехода от напряжения (для увеличения стабиль­ности частоты).

7. Расчет колебательной системы АГ. При расчете колебательной системы АГ, как правило, задаются волновым сопротивлением контура = 50…200 Ом. В диапазоне 10…30 МГц обычно индуктивность контура выбирается равной L = 1…9 мкГн. Выбрав величину L с добротностью Q_L = 100…250, вычисляем параметры

(4.87)

Чтобы сопротивление нагрузки , пересчитанное к выходным электродам транзистора, не снижало заметно добротность контура, до­статочно принять . Добротность последовательной цепочки (рисунок 4.7) , а емкость .

Так как , то .

8.Расчет цепей смещения и питания транзистора. При обозначе­нии из рисунка 4.7 следует, что

, (4.88)

где и - постоянные составляющие токов эмиттера и базы соответственно. Исходя из условия необходимо­сти слабой зависимости генерируемой частоты от изменения внешних условий, надо обеспечить

, (4.89)

где и .

Обозначив , получим ,

,

,

,

(4.90)

Блокировочную емкость выбираем из условия

,

при этом требуется

. (4.91)

6. Методика расчета ГВВ на пролетных клистронах

Особенности расчета режима и проектирование цепей

Расчет режима подразумевает установление значений напряжения на аноде , тока катода и мощности возбуждения , обеспечива­ющих получение требуемой мощности в нагрузке при допустимом уровне нелинейных искажений. Такой подход позволяет ограничиться рассмотрением «внешних» параметров прибора, его АХ и ФАХ. В каналах многостанционного доступа усилители должны иметь близкие к линейным амплитудную и укладывающиеся в трафа­реты допусков частотные характеристики - АЧХ и ХГВЗ. Мощность стремятся получить при максимально полном КПД. Его определя­ют как произведение электронного и контурного КПД. Контурный обычно высок, что позволяет оптимизировать значение . Вы­бор последнего основан на результатах исследований с помощью ЭВМ процесса преобразования кинетической энергии сгруппированного элек­тронного потока в энергию радиочастотных колебаний. Они показыва­ют, что оптимальное значение коэффициента использования напряже­ния на выходном зазоре составляет 1.2 ... 1.3.

Отметим, что в силу соизмеримости времени пролета электронами зазора с периодом радиочастотных колебаний при названных значениях возврата электронов не происходит, все они движутся в зазоре по­ступательно. Требуемые напряжения реализуют надлежащим выбором сопротивления нагрузки , пересчитанного к зазору. Значение КПД зависит еще и от конструкции зазора, а также величины нормированной амплитуды первой гармоники конвекционного тока . Для хорошо сгруппированного электронного потока . За­висимость электронного КПД от сопротивления называют нагрузоч­ной характеристикой. Ее рассчитывают на ЭВМ, вводя нор­мированную переменную . Благодаря применению нор­мированных переменных, нагрузочные характеристики имеют обобщен­ный характер и справедливы для приборов с различными абсолютными значениями напряжения , тока и сопротивления . Оптималь­ные значения . Спад КПД после максимума связан не с возвратом электронов (перенапряженный режим), а с ухудшением их торможения при возрастающем времени пролета зазора.

Определение исходных данных к расчету режима. Для расчета режима клистронного усилителя необходимо знать вели­чины нормированных тока и сопротивле­ния . Значением тока будем задавать­ся, сопротивление оценим расчетным путем. По определению . Сопротивление обусловле­но в основном двумя параметрами конструк­ции, характеризующими сосредоточенную ем­кость зазора, а именно радиусом пролетно­го канала и расстоянием d между торцами труб, которые образуют зазор. Приближенно . Отсутствие сведений о значениях d и заставляет пользоваться ориентировочной оценкой. Для мощных приборов дециметрового диапазона = 120...140 Ом, сантиметрового = 80...100 Ом. Значением зададимся. Добротность . Затухание , где - полное затухание выходного резонатора, а - его сла­гаемое, которое учитывает влияние на частотные свойства резонатора активной составляющей электронной проводимости. Пол­ное затухание определим по известным паспортным данным: полосе усилителя и отклонению М АЧХ в ней. Обычно отклонение АЧХ выходной цепи М_ВЫХ = (0.5...0.8)М. Введем вспомогательный пара­метр h, который связан с М отношением М = 10lg(l + h). Отсюда следует . Затухание . Рассчитаем затухание . Нормированную активную проводимость определяют геометрические размеры зазора. Приближенно ее мож­но принять 0.10...0.14. Сопротивление . Номи­нальное значение . Корректность решения проверим по окончании поверочного расчета режима сопоставлением найденно­го и паспортного значений КПД. Их возможное расхождение связано с ориентировочным выбором значения и приближенным расчетом затухания . Контурный КПД выходного резонатора . Затухание ненагруженного резонатора составляет (0.5...1.0)^.10^-3.

Расчет режима. Его полезно выполнить даже в том случае, когда работа ведется в режиме, указанном в паспорте прибора. Являясь по­верочным, он позволяет понять особенности выбора напряжения анода и тока катода, уяснить взаимосвязь двух важнейших параметров уси­лителя - КПД и полосы. Тот же порядок расчета используют для определения режима при работе с пониженным против номинала уров­нем мощности в нагрузке.

Исходными данными к расчету являются требуемая мощность в нагрузке, сопротивление , КПД выходной цепи, фидера и включенных в него элементов (~0.8), микропервеанс электронно­го потока. Последний находят с помощью формул при номинальных и .

1.Амплитуда напряжения на зазоре

. (4.92)

2. Ам­плитуда первой гармоники наведенного тока

. (4.93)

3. Амплитуда первой гармоники конвекционного тока

. (4.94)

Коэффициент взаимодействия = 0.8...0.9. Поправка учитывает нелинейную зависимость ме­жду наведенным и конвекционным током. Она равна той нормированной к анодному напряжению амплитуде ВЧ напряжения на зазоре, которая получается при расчете наведенного тока по формулам малого сигна­ла, т.е. без учета нелинейных явлений в зазоре выходного резонатора: . Коэффициент учитывает уменьшение наведенного тока, вызываемое различием начальных скоростей электро­нов на входе в выходной зазор (так называемый «разброс скоростей»): . Вычислим значение , для чего зададимся относитель­ной амплитудой конвекционного тока . Ее определяют процессы в группирователе клистрона. В широкополосных клистронах, когда поло­са выходной цепи мало отличается от полосы усилителя, рекомендуют взять = 1.3...1.4. Ток катода . Коэффициент запаса 1.05 учитывает токораспределение в лампе. Из-за несовершенства фокусировки небольшая часть тока катода попа­дает на анод до выходного резонатора. Этот ток минимален в статиче­ском режиме и несколько увеличивается при подаче на вход клистрона мощности возбуждения. В режиме усиления ток анода может замет­но превышать значение за счет электронов, оседающих на анод за выходным зазором. В любом случае должно выполняться условие . Ток коллектора клистрона

4. Напряжение источника анодного питания, которое необходимо для получения расчетного тока катода

. (4.95)

5. Мощность, подводимая к лампе от источника анодного напряжения

. (4.96)

6.Коэффициент полезного действия усилителя

. (4.97)

Систему охлаждения обычно проектируют так, чтобы отводить те­пло, образующееся в статическом режиме. В таком случае подводимая мощность Р₀ равна мощности рассеяния на коллекторе и аноде. Рас­пределение мощностей рассеяния зависит от токопрохождения, которое оценивается коэффициентом . Здесь , поэто­му практически вся мощность, подводимая от источника ускоряюще­го (анодного) напряжения, рассеивается на коллекторе клистрона. В режиме усиления мощность, рассеиваемая электродами, уменьшается: . Строгая оценка мощностей, рассеиваемых электродами клистрона, затруднена, поскольку электроны покидают зазор с различ­ными скоростями. Часть из них попадает на анод за выходным зазором и увеличивает ток этого электрода. Полагая скорости всех электронов на выходе из последнего зазора одинаковыми, определим приближен­но мощности, рассеиваемые коллектором и анодом, приняв . Тогда

,

. (4.98)

Определение коэффициента усиления. Корректный расчет усиления при малой погрешности определения характеристик сопротивлении резонаторов и параметров электронного потока выполняют на ЭВМ. В связи со сказанным примем К_Р, указанный в паспорте прибора.

Проектирование резонансных цепей клистрона. Частот­ные характеристики клистронного усилителя получают, исследуя его комплексный коэффициент усиления: , задаваемый от­ношением амплитуд напряжений падающих волн в нагрузочном и входном фидерах. По определению . Выше вве­дены коэффициенты передачи входной и выходной цепей. Для расчета удобно ввести понятие средней крутизны . Она связывает ток , питающий соответствующий контур, и напряжение на n-м зазоре. Крутизна участка клистрона, включающего пространство группирования между n-м и (n+r)-м зазо­рами, в котором под действием напряжения на n-м зазоре создается ток в цепи (n+r)-го

. (4.99)

В этой формуле , постоянная учитыва­ет влияние сил пространственного заряда на группировку электронов ( ), расстояние между центрами зазоров , а фазо­вая постоянная плазмы , где - постоянная скорость электронов. Пролетные трубы ориентировочно можно считать такими, что = 1 рад. Приближенно максимальная крутизна

, (4.100)

где - мкА/В^3/2,

- кВ,

- мА/В.

Усиление на участке между двумя зазорами

. (4.101)

Многорезонаторный клистрон подобен многокаскадному усилите­лю, но отличается от него тем, что каждую пару зазоров с подключенны­ми к ним резонаторами и пролетным пространством между ними можно считать усилительным каскадом. Четырехрезонаторный клистрон при­водится в эквивалентной схеме (рисунок 4.8). На ней даны усилители не только с расположенными рядом резонаторами, но и учитывающие влияние так называемых несоседних резонаторов. Результирующий коэффициент усиления

. (4.102)

В этой формуле функция учи­тывает роль усилительных каскадов с несоседними резонаторами. Она слабо влияет на среднее в полосе значение усиления, но вносит значительную не­равномерность АЧХ. Если пренебречь влиянием сомножителя , то параметры цепи усилителя можно рассчитать так же, как для полосового фильтра. Ошибка при этом оказыва­ется недопустимо большой, и ее труд­но скорректировать в натурном эксперименте.

Для уточнения параметров резонаторов предлагаются таблицы 4.5 и 4.6. При со­ставлении таблиц считалось, что полоса усилителя определяется его выходной цепью. Группирователь (все пролетные пространства и резонато­ры, кроме выходного) формирует АЧХ тока с малой неравномерно­стью. Характеристика тока аппроксимирована по Чебышеву. В таблицах даны нормированные к полосе затухания и удвоенные расстройки . Полное сопротивление эквивалентного контура

. (4.103)

Параметром таблиц служит постоянная

. (4.104)

Рисунок 4.8 – Эквивалентная схема четырехрезонаторного клистрона

Таблица 4.5

Со
8,0 6,0 4,0 3,0	0,625/ 0,136 0,625/ 0,183 0,624/ 0,282 0,617/ 0,385	0,376/ 1,02 0,397/ 1,02 0,442/ 1,01 0,448/ 1,01	0,376/ 1,02 0,397/ 1,02 0,442/ 1,01 0,448/ 1,01

Таблица 4.6

Со
4,0 3,5 3,0	0,504/ 0,201 0,515/ 0,170 0,529/ 0,131	0,344/ 0,644 0,331/ 0,675 0,311/ 0,710	0,253/ 1,02 0,264/ 1,02 0,278/ 1,02	0,098/ 1,02 0,090/ 1,02 0,086/ 1,01

Результаты расчета нормированных и абсолютных затуханий, добротностей , расстроек и полезно све­сти в таблицу. Этими сведениями пользуются разработчики приборов. Значения затуханий и расстроек и необходимые пределы их регулировок уточняют на этапе ОКР при создании лампы. При эксплуатации уси­лителя подстройка резонаторов нежелательна. Приборы настраивают на требуемые частотные характеристики на заводе-изготовителе или в процессе их подготовки к установке в действующую аппаратуру.

Определение требований к источникам питания. Нелиней­ным режимам, которые характерны для аппаратуры ЗС, свойственна слабая чувствительность КПД к вариациям напряжения анода . Па­разитная АМ определяется в этом случае пульсациями подводимой мощ­ности, ее глубина (по напряжению) . Определяющей является паразитная фазовая модуляция.

Пример. Выполним поверочный расчет номинального режима усилителя на клистроне КУ-371.

Подводимая мощность

.

Ток ка­тода

.

Первеанс

Последнее ниже обозначено .

Сопротивление

Приступим к поверочному расчету. Найдем сопротивление Положим, что отклонение М_вых от максимума в полосе 28 МГц составит 1 дБ. Несущую частоту выберем равной 4.5 ГГц. Параметр

Полное за­тухание

Сопротивление Z_CN примем равным 90 Ом.

Затухание

Сопротивление

Нормированное сопротивление

Это существенно ниже оптимального, что позволяет предположить применение двухконтурной выходной цепи (рисунок 4.9).

Рисунок 4.9

Пусть АЧХ цепи максимально плоская, увеличение сопротивления для отклонения М_вых=1 дБ достигает тогда двукратного.

Теперь

а нормированное сопротивление

,

и можно рассчитывать на получение близкого к паспортному значения КПД.

Напряже­ние

Первая гармоника наведенного тока

Для определения тока зададимся его нормированным значением и найдем параметры:

,

и .

Ток

.

Ток катода

.

Напряжение

.

Рассчитаем затухания и расстройку относительно центральной часто­ты полосы .

Максимальная крутизна

.

Параметр таблиц

.

Такое значение обеспечивает высокое усиление уже в четырехрезонаторном приборе, что и соответствует его паспорту. Различие в зна­чениях параметров в соседних строках таблицы 4.5 и 4.6 невелико, допустимо при­нять параметры ближайшей строки в примере с параметром = 6.0. Рассчита­ем, пользуясь данными в таблице нормированными затуханиями и расстройками , их абсолютные значения. Результаты сведем в таблицу 4.7. На этом проекти­рование усилителя закончим.

Таблица 4.6

n	1	2	3	4
	0,626 0,004 0,183 2,56 257	0,367 0,023 -1,02 -14,3 427	0,230 0,0014 1,03 14,4 619	- 0,0122 0 0 82

4.7 Методика расчета цепей связи с нагрузкой

В усилителях мощности и умножителях частоты, ко­торые будем называть далее генераторами, применяют индуктивную, емкостную и кондуктивную связи с нагруз­кой. Анодный контур связан с нагрузкой коаксиальным кабелем (фидером). При рас­чете элементов связи полагаем, что фидер согласован, т. е. работает в режиме бегущей волны. Это возможно, если сопротивление нагрузки активно Zн=Rн и равно волновому сопротивлению фидера Rн = ωф.

Цель расчета элементов связи состоит в определе­нии их геометрических размеров и места расположения в анодном контуре. Размеры элементов связи должны быть меньше длины волны, чтобы не нарушать распре­деления поля вдоль линии и не мешать перемещению органов настройки контура.

Индуктивная связь осуществляется с помощью пет­ли, которой заканчивается внутренний провод фидера, идущего к нагрузке. Для уменьшения размеров петли связи ее следует размещать в пучности тока. Связь мож­но регулировать поворотом петли. Применение индук­тивной связи почти не снижает электрической прочности контура, и поэтому ее можно использовать в мощных генераторах.

В случае емкостной связи внутренний провод фидера переходит в штырь, который часто заканчивается пла­стиной. Размеры пластины минимальны, если емкость размещена вблизи пучности напряжения. Емкость мож­но регулировать, перемещая пластину, что удобно для диапазонных генераторов. Применение емкостной связи снижает электрическую прочность контура, и поэтому в мощных генераторах использовать её не всегда возможно. Кондуктивная связь применяется в узкодиапа­зонных генераторах или генераторах, работающих на фиксированной волне, так как она наименее удобна для регулирования.

Индуктивная связь с нагрузкой. Форма витка связи может быть круглая, эллиптическая, квадратная или прямоугольная. Петля размещена в КЗ поршне (рисунок 4.10, а) или на стенке внешней трубы вблизи КЗ поршня (рисунок 4.10, б).

Задача расчета состоит в том, чтобы определить раз­меры петли, при которых обеспечивается заданная мощ­ность в нагрузке. Расчет обычно проводится прибли­женно, в предположении, что введение петли связи в анодный контур не искажает распределения электро­магнитного поля.

ЭДС, наводимая в петле связи, зависит от пло­щади и пронизывающего ее магнитного потока. Послед­ний, в свою очередь, определяется током в пучности Iп линии. Зная результаты расчета режима генератора и требуемую мощность в нагрузке Рн, можно было бы определить площадь витка связи, если бы последний не имел собственной индуктивности Lв. Наличие индуктив­ности Lв приводит к тому, что ЭДС, наведенная в вит­ке, распределяется между сопротивлением витка jωLв и входным сопротивлением фидера ωф (рисунок 4.11, а). Напряжение на нагрузке Uф=Uн меньше Э ДС.

Рисунок 4.10 – Индуктивная связь с нагрузкой:

а - виток включен в КЗ поршень; б - вблизи поршня

Рисунок 4.11 – Эквивалентные схемы индуктивной связи с нагрузкой без емкости (а) и с емкостью (б), компенсирующей индуктивность витка

Таблица 4.8

Размеры витка, мм	Диаметр провода витка d, мм	Индуктивность витка*) Lв, нГн	Индуктивное сопротивление витка Xв на волне 1 м, Ом
а = 9 b = 15	1.0 1.5 2.0 3.0	11.4 10.4 9.0 5.8	21.6 19.7 17.1 11.1
а = 14 b = 15	1.0 1.5 2.0 3.0	16.9 16.1 14.5 8.9	32.1 30.6 27.6 16.8
а = 18 b = 15	1.0 1.5 2.0 3.0	24.1 22.2 18.7 12.7	45.7 42.2 35.5 24.2

*) Значения индуктивности получены в результате измерений и отличаются (мень­ше) от рассчитываемых по формулам.

Поскольку индуктивность Lв можно определить, когда известны размеры петли, то расчет приходится проводить методом последовательных приближений. Целесооб­разно сначала по эскизу генератора выбрать подходящие размеры витка связи. При этом можно воспользо­ваться данными таблицы 4.8.

Выбрав размеры петли связи, можно рассчитать ЭДС.

, (4.105)

где - в вольтах, ток в пучности Iп - в амперах. Обозначения размеров R₁, R₂, l₁, b и а соответствуют указанным на рисунке 4.8.

Ток в пучности анодно-сеточной линии

, (4.106)

где Iвх - амплитуда тока на входе линии, образован­ной анодным и сеточным цилиндрами.

Для двусторонней конструкции ток на входе линии Iвх рассчитывается по одному из следующих выраже­ний

.(4.107)

Если электрическая длина петли по оси коаксиально­го контура βа<π/6, а< π /12, то магнитный поток, про­низывающий петлю, почти не меняется по ее длине. Выражение для расчета взаимной индуктивности М между витком связи с коаксиальным контуром упрощается

, (4.108)

где S - площадь, ограниченная витком, в сантиметрах в квадрате;

- средний радиус коак­сиального контура в сантиметрах;

α - угол между ли­ниями магнитного поля, пронизывающего виток, и нор­малью к плоскости витка.

ЭДС, наведенная в витке

, (4.109)

где - ток, протекающий в сечении ко­аксиальной линии, где расположен центр витка связи;

l — расстояние центра витка от КЗ поршня.

Форма витка связи и его размеры могут отличаться от приведенных в таблице 4.8.

В односторонней конструкции анодный контур со­держит два отрезка КЗ линий («карман» и основной). Под током Iвх следует понимать ток на входе основной линии

, (4.110)

где

.

Если виток связи размещен в КЗ поршне, то l₁=0 и вы­ражение упрощается

. (4.111)

Расчетное напряжение на нагрузке (или фидере)

. (4.112)

Очевидно, что напряжение на нагрузке (или фидере) должно обеспечивать заданную мощ­ность Рн. Поэтому необходимо проверить выполнение неравенства

, (4.113)

где

Напряжение Uфр должно быть больше Uф, чтобы иметь запас регулировки при настройке генератора на нужный режим и учесть приближенность расчета. Если условие выполняется, то размеры петли вы­браны удачно. В противном случае следует увеличить размеры петли, если это возможно конструктивно, или ввести емкость С_СВ, которая компенсирует собственную индуктивность петли (рисунок 4.11, б).

Емкость определя­ют из условия резонанса

. (4.114)

В этом случае напряжение на входе фидера равно ЭДС

. (4.115)

Меняя емкость С_СВ, можно регулировать мощность в нагрузке. Однако если

, (4.116)

то следует от­казаться от индуктивной связи и применить емкостную или кондуктивную. В диапазонном генераторе расчет индуктивной связи следует проводить на крайних часто­тах диапазона.

Емкостная связь с нагрузкой. При емкостной связи с нагрузкой основной элемент связи выпол­няют в виде круглой или прямоугольной пластины площадью S=1...3 см². Конструкция проста и позволяет регулировать связь в широких пределах, почти не огра­ничивая хода настроечного КЗ поршня. Обычно элемент емкостной связи с нагрузкой устанавливают вблизи пуч­ности напряжения, т. е. около вывода сетки лампы при работе на основном тоне.

Задача расчета состоит в том, чтобы найти емкость связи С_СВ, необходимую для обеспечения требуемой мощности в нагрузке, а также определить площадь пла­стины S и ее расстояние до сеточного цилиндра d. Для простоты полагаем, что емкость связи С_СВ в анодном контуре не искажает распределения электромагнитного поля. Исходными при расчете емкости связи служат данные электрического режима генера­тора, известная мощность в нагрузке Рн и ее сопротивление Rн = .

Используем эквивалентную схему анодного контура (рисунок 4.12, а) УМ односторонней кон­струкции и эпюры напряжения при работе линии на основном тоне (рисунок 4.12, б, в).

Рисунок 4.12 – Эквивалентная схема анодного контура (а) и эпюры напряжения вдоль линий (б, в).

Эпюры (рисунок 4.12, б) соответству­ют случаю, когда входные сопротивления обеих линий индуктив­ные, т.е. , , а на рисунке 3, в одна из линий имеет сопротивление емко­стного характера, т. е. , .

Пользуясь эквивалентной схемой емкостной связи с нагрузкой (рисунок 4.13, а), можно определить напряже­ние на входе фидера

, (4.117)

где U - напряжение в месте расположения элемента емкостной связи.

Отсюда найдем требуемую емкость связи в пикофарадах

, (4.118)

где т=Uф/U;

λ - в сантиметрах;

- в омах.

Напря­жение на фидере Uф определяют по заданной мощности в нагрузке.

Если элемент связи размещен на входе линии, обра­зованной анодным и сеточным цилиндрами, то это на­пряжение рассчитывают U=U'. Если элемент связи расположен не на входе ли­нии, а на некотором расстоянии l от короткозамыкателя (рисунок 4.12, б), то

. (4.119)

Если анодная линия используется на первом оберто­не, то для уменьшения размеров элемента емкостной связи его следует помещать в пучности напряжения на расстоянии 0.25λ от КЗ поршня. В этом случае

. (4.120)

Если входное сопротивление одного отрезка анодной линии емкостного характера, но используется оно на основном тоне, то напряжение в линии будет максимальным тоже на расстоянии 0.25λ от КЗ поршня (рисунок 4.7.3, в). Емкость связи минимальна, если поместить ее в пучность напряжения. Тогда сле­дует принимать

. (4.121)

Для конструктивного расчета элемента емкостной связи необходимо знать не только значение С_СВ, но и напряжение, которое он должен выдерживать. Согласно рисунку 4.13( а ), напряжение на емкости

. (4.122)

Для выполнения условия электрической прочности на­пряженность поля в конденсаторе связи не должна пре­вышать допустимого значения.

Минимальное расстояние пластины конденсатора от сеточного цилиндра определяется из условия электриче­ской прочности

, (4.123)

где d - в сантиметрах, если U_СВ - в киловольтах;

Е_Д - в киловольтах на сантиметр.

Рисунок 4.13 – Эквивалентные схемы емкостной связи с нагрузкой: а – без компенсации, б – с компенсацией

Далее, зная емкость С_СВ и выбрав расстояние d>d_MIN, следует рассчитать площадь пластины S, пользуясь фор­мулой для плоского воздушного конденсатора

, (4.124)

где S - в сантиметрах в квадрате при d в сантиме­трах и С_CB - в пикофарадах.

Большую площадь пластины элемента связи трудно выполнить конструктивно. В таком случае от емкостной связи следует отказаться. Иногда для уменьшения элемента связи применяют индуктив­ность Lсв (рисунок4.13, б), которую находят или из условия полного резонанса в цепи связи

(4.125)

при , или из условия частичной компенсации емкостного сопротивления при .

Следует иметь в виду, что при некомпенсированной емкостной связи с нагрузкой (рисунок 4.13, а) в анодный контур вносится емкость, которая изменяет его настрой­ку. Емкость контура увеличивается на

. (4.126)

Если , то необходимо пересчитать дли­ну линии анодного контура с учетом внесенной емкости.

В случае полностью компенсированной связи (рисунок 4.13, б) пересчета емкости делать не нужно. Если Lсв применяется для частичной компенсации емкости, то вместо С_СВ подставляется

, (4.127)

где - эквивалентная емкость последовательного со­единения С_СВ и Lсв.

Кондуктивная связь с нагрузкой. Расчет связи (рисунок 4.14, а) сводится к выбору места включения на­грузки, т. е. расстояния l от КЗ поршня. Фидер нужно присоединить там, где напряжение на линии U(l) равно напряжению на фидере (рисунок 4.14, б), т. е. U(l) = Uф. Напряжение на фидере рассчитывают по формуле

. (4.128)

Рисунок 4.14 – Схема кондуктивной связи с нагрузкой (а) и эпюра на­пряжения в анодно-сеточной линии (б)

Рисунок 4.15 – Эквивалентные схемы связи с учетом индуктивности штыря (а) и при включении компенсирующей емкости (б)

Напряжение на расстоянии l от КЗ поршня связано с напряжением на входе линии соотношением

. (4.129)

Кондуктивная связь возможна, если > Uф. Определив Uф и , можно рассчитать

. (4.130)

Приведенные выражения справедливы, если подключение фидера не меняет распределения напряжения вдоль линии. Иногда собственная индуктивность штыря L (рисунок 4.15, а), соединяющего анодный контур с фидером, оказывается достаточно большой. В результате ре­активное сопротивление штыря получается соизме­римым с входным сопротивлением фидера, . Это приводит к тому, что перемещение штыря вдоль сеточ­ного цилиндра меняет не только связь с нагрузкой, но и настройку контура. Работа с генератором усложняется.

Для уменьшения индуктивности штыря следует уве­личивать его диаметр до 3...5 мм. Для компенсации индуктивности штыря можно ввести емкость С (рисунок 4.15, б). Она выбирается из условия резонанса

. (4.131)

4.8 Общие вопросы выбора деталей каскадов передатчика

В характерных радиочастотных каскадах передатчиков (генераторах с внешним возбуждением, автогенераторах и т.д.) применяют разнообразные радиодетали — катушки индуктивности, отрезки полосковых и коаксиальных линий, конденсаторы, резисторы. Цепи, где используют эти детали, можно условно разделить на три специфические группы.

Первая группа— колебательные контуры, фильтрующие и согласующие цепи, цепи межкаскадных и других связей. Их отличительная черта состоит в том, что в них протекают значительные токи радиочастоты, создающие на деталях цепей достаточно большое падение переменного напряжения. В соответствии со значениями токов и напряжений цепи этой группы можно разделить на три подгруппы:

- выходные фильтрующие цепи передатчиков, где переменные токи и напряжения на индуктивностях и емкостях могут иметь значения 10…20 А (действующих) и 3…5 кВ (амплитудных). Действительно, напряжение Uф и ток Iф на выходе передатчика (в фидере) зависят от мощности передатчика Рф и сопротивления фидера Кф известным образом: Uф.ампл =2РфRф; Iф.эф= Рф/Rф. При Рф =5 кВт и Rф=200 0м получим Uф = 2450 В и Iф == 2,9 А, а при той же мощности Rф = 50 0м соответственно U = 710 В и Iф=10 А.

Если в фидере есть отражение энергии и коэффициент бегущей волны Кб< 1, то токи и напряжения могут быть соответственно больше. Иногда на конденсаторах оказывается и большое постоянное напряжение источника питания;

- согласующие, корректирующие цепи и цепи связи, где токи и напряжения определяются мощностью рассматриваемого каскада Ркаск < 100…200 Вт, питающим напряжением транзисторов Ек = 20…30В и соответствующим переменным напряжением Uк < 15…25 В;

- колебательные цепи автогенераторов, где токи, напряжения и мощности, как правило, невелики. Для этих цепей характерно требование обеспечения высокого постоянства собственной частоты контура автогенератора

ω = 1/√( LкСк) и большой добротности Q, определяемых допустимой нестабильностью частоты передатчика.

Вторая группа— цепи блокировочные, разделительные, развязывающие и т.п. Здесь нет больших переменных напряжений на конденсаторах (Uc<<Uк), а через блокировочные дроссели протекают практически только постоянные составляющие токов. Значения постоянных напряжений транзисторных каскадов чаще всего Ек = 20…30 В; постоянные токи в каскадах мощностью 100…200 Вт обычно не превосходят 10 А, а в маломощных каскадах они соответственно меньше.

Третья группа — резисторы в транзисторных каскадах передатчиков, используемые прежде всего для установления режима транзисторов (делители в цепях смещения, эмиттерные резисторы стабилизации и автоматического смещения), а также в качестве нагрузочных (поглощающих) резисторов для полосовых подавляющих фильтров, направленных ответвителей, мостов сложения мощности и т.п. Значения сопротивлений и рассеиваемой мощности резисторов цепей смещения, стабилизации и т.п. определяются из расчета каждого каскада: в транзисторных каскадах встречаются сопротивления от единиц до нескольких сотен Ом; рассеиваемые мощности, как правило, невелики: менее 1…2 Вт. Нагрузочные поглощающие резисторы должны рассеивать мощность, соизмеримую с выходной мощностью каскада или передатчика в целом. Так, поглощающий резистор циркулятора, стоящего на выходе передатчика для защиты от вредного влияния отраженных волн, необходимо рассчитывать на поглощение мощности, получающейся при полном отражении в фидере, т. е. на мощность передатчика.

Как известно, любая радиодеталь обладает паразитными параметрами: у катушек индуктивности имеется сопротивление потерь в проводе и на излучение и межвитковая емкость, у конденсаторов — сопротивление потерь и индуктивность обкладок и выводов, у резисторов — индуктивность выводов и паразитная емкость. С вредным влиянием паразитных параметров деталей необходимо считаться во всех диапазонах рабочих частот, и тем большей степени, чем выше частота. Начиная с определенных частот, катушку или конденсатор уже нельзя считать деталью с сосредоточенными параметрами — правильнее использовать эквивалентную индуктивность или емкость цепи с распределенными параметрами (отрезок линии). В транзисторных передатчиках, начиная примерно с частоты 100 МГц, чаще всего используют полосковые линии, а с частоты примерно 300 МГц — только их.

Проектирование микросхем и их составных элементов в данном пособии не рассматривается в виду специфичности вопроса.

Выбору стандартных деталей или конструктивному расчету нестандартных предшествует их электрический расчет: для катушки определяется ее индуктивность, протекающий по ней ток, приложенные к ней постоянное и переменное напряжения; для конденсатора — емкость, ток, напряжения; для резистора –сопротивление, рассеиваемая мощность и другие показатели режима.

Приведенные в учебном пособии методики расчетов основных, наиболее часто используемых, каскадов дают общее направление, но не являются единственными. Более полная информация по расчетам каскадов, которые могут потребоваться и должны быть рассчитаны при проектировании, приводится в [5], [8], [9], [14], [15], [16].

Тип лампы
01	ГУ-49А	Триод	600	-	50	11	-	170	500	-	20000
02	ГУ-65А	Триод	500	-	22	12	-	300	350	-	7000
03	ГУ-68А	Триод	250	-	30	12	-	200	130	-	2300
04	ГК-10А	Триод	175	-	2	10	-	260	120	-	2300
05	ГУ-66А	Триод	100	-	30	10	-	160	60	-	1300
06	ГУ-53А	Тетрод	80	50	75	12	1,8	350	45	1,70	1000
07	ГУ-44А	Тетрод	70	40	32	12	2,0	1500	50	3,2	1500
08	ГК-12А	Триод	60	-	30	11	-	480	25	-	500
09	ГУ-62А	Триод	40	-	85	10	-	400	40	-	1800
10	ГУ-61А	Тетрод	30	20	70	10	1,5	330	25	0,70	300
11	ГУ-54А	Триод	30	-	25	10	-	240	20	-	600
12	ГК-9А	Триод	30	-	2	10	-	320	20	-	500
13	ГУ-36	Тетрод	10	-	250	7,0	0,75	400	14	0,3	150
14	ГУ-75А	Тетрод	10	6,0	75	8,0	1,2	105	6	0,35	50
15	ГУ-47А	Тетрод	6	4	70	6,0	1,2	100	4	0,3	50
16	ГУ-73Б	Тетрод	4	2,5	250	3,2	0,3	150	2,5	0,035	5
17	ГУ-35Б	Тетрод	2	-	250	5,0	0,83	100	3,5	0,11	45
18	ГУ-27А	Тетрод	0,9	-	110	3,5	1,0	20	2,0	0,15	40
19	ГУ-46	Пентод	0,7	0,5	60	3,0	0,65	62	0,5	0,045	4
20	ГУ-81	Пентод	0,75	-	50	3,0	0,6	140	0,45	0,12	10

Приложение А

Таблица А1- Справочные данные наиболее часто используемых радиоламп

						Тип накала			Долговеч-ность, час	Масса, кг
01	350	0,03	540	6,0	220	Прямой накал	22	1000	1000	64
02	500	0,045	500	7,5	200	Прямой накал	26	670	1000	28
03	130	0,026	300	6,0	105	Прямой накал	20	315	2000	24
04	160	0,04	300	6,0	130	Прямой накал	20	315	2000	42
05	110	0,03	160	3,0	55	Прямой накал	13,5	225	3000	25
06	125	0,117	ОК 470 ОС 170	75 75	5,0 0,9	Прямой накал	14,0	245	1000	33
07	65	0,19	300	55	3,0	Прямой накал	12,6	185	1000	20
08	45	-	170	0,8	90	Прямой накал	6,0	260	2000	15
09	60	0,039	80	2,8	60	Прямой накал	12,0	120	2000	11
10	70	0,21	320	38	1,4	Прямой накал	8,3	133	1000	17
11	29	0,033	65	1,5	45	Прямой накал	8,3	145	1000	4,5
12	50	0,038	80	2,0	50	Прямой накал	8,3	135	2000	13
13	85	-	195	35	2,5	Прямой накал	8,3	120	2000	10
14	125	-	ОК 220 ОС 100	25 25	0,40 0,05	Прямой накал	6,3	120	1000	7
15	40	0,1	100	19,0	0,5	Прямой накал	6,3	62	2000	3,2
16	92,5	-	155	22,5	0,2	Косвенный накал	27	4,65	1000	2,5
17	27	0,99	56	14,0	0,7	Прямой накал	6,3	38	1000	2,5
18	7	0,06	25	17,0	0,21	Прямой накал	7,5	24,5	2000	2,5
19	9,5	0,2	29,5	8,75	0,15	Прямой накал	8,3	14,75	1000	0,9
20	5,5	0,31	28,5	23,5	0,1	Прямой накал	12,6	10,5	1000	0,1

Продолжение таблицы А1

Приложение Б

Таблица Б1- Справочные данные ВЧ и СВЧ биполярных транзисторов

№	Тип транзистора	Параметры идеализированных статических характеристик					Высокочастотные параметры							Допустимые параметры
1	1Т614А	-	-	-	>100	15…250	>1000	-	-	<15 (5)	-	-	-	12	-
2	2Т606А	<5,0 (40)	6	0	>40	20…40	>350	<10 (28)	<27 (0)	10 (10)	4,0	4,0	4,0	-	65 (75)
3	2Т607А-4	10 (25)	-	-	>8,0	-	700…1500	<4 (10)		6…18 (10)	-	-	-	40	35
4	2Т610А	(8)	-	-	>40	50…250	1000…1250	2,7…4,1 (10)	16…21 (0)	20…35 (10)	0,6	2,4	2,38	26	26
5	2Т903А	1,0 (2,5…5)	2	0	>0,08	15…70	>120	50…180 (30)	400	500 (30)	<10	20	5	-	60 (80)
6	2Т904А	1,0 (3,7)	1,0	0,1	>40	10…30	>350	7,8…12 (28)	130…170 (0)	<15 (10)	2,5…4,0	2,5…4,0	2,5…4,0	-	65 (75)
7	2Т907А	1,4 (2,5)	1,0	0,4	>16	10…50	>350	10…20 (30)	190…250 (0)	<15 (10)	0,8	2,5…4,0	2,5…4,0	-	65 (75)
8	2Т909А	0,36 (2)	0,5	0,15	>1,0	20…50	350…650	15…30 (28)	170…350 (0)	<20 (10)	0,45	2,5	2,0	-	60 (60)
9	2Т909Б	0,18 (1)	0,25	0,1	>0,5	20…50	500…650	30…60 (28)	350…700 (0)	<20 (10)	0,45	2,5	2,0	-	60 (60)
10	2Т9101АС	-	-	-	>0,05	-	>350	<150 (28)	-	88 (5)	0,9	-	1,25	50	-
11	2Т9104А	-	-	-	>0,8	-	>600	<20 (28)	-	10 (5)	3,4	-	1,5	50	-
12	2Т9104Б	-	-	-	>0,4	-	>600	<40 (28)	-	9 (5)	2,4	-	1,5	50	-
13	2Т9105АС	-	-	-	>0.067	<160	>660	145 (28)	-	12 (5)	0,17	0,5	1,0	-	50
14	2Т9107А	-	-	-	-	-	-	50	310	-	-	-	-	50	-
15	2Т9111А	0,4…0,5	-	-	>0,008	>10	>300	<150 (50)	<1000 (0)	-	1,6	3,7	2,8	120	120
16	2Т9118А	-	-	-	>0,07	-	-	-	-	-	-	-	-	50	-
17	2Т9125А	-	-	-	-	<110	>660	42 (28)	-	-	0,15	0,8	1,0	-	55
18	2Т9126А	<0,05	-	-	-	<10	<100	<500 (50)	100000 (0)	-	<1,5	<2,5	<0,9	-	100
19	2Т9128АС	-	-	-	>0,05	<100	>200	<215 (28)	-	<30 (5)	0,15	0,8	1,2	-	50

Продолжение таблицы Б1

№	Допустимые параметры					Тепловые параметры		Экспериментальные параметры					Схема включения	Режим работы
					Диапазон рабочих частот, МГц
1	9	0,5	0,2	-	-	90	100	500	>0,2	-	-	9	ОБ	Класс В
2	28	4	0,4 (0,8)	0,1	>100	150	44	400	>0,8	2,5…3,0	>35	28	ОЭ	Класс В
3	20	4	0,15	-	1000	150	73	1000	>1,0	>4	>45	20	-	Класс В
4	15	4	0,3	-	-	150	66,7	400	>1,0	6,4…8,0	>45	12,6	ОЭ	Класс В
5	-	4	3 (10)	-	-	150	3,33	50	>10	>3	-	30	ОЭ	Класс В
6	28	4	0,8 (1,5)	0,2	100…400	150	16	100 400	8 >3	8 >25	73 30…40	28	ОЭ ОЭ	Ключевой Класс В
7	28	4	1,0 (3,0)	0,4	100…400	150	7,5	400	8…10	>2	45…65	28	ОЭ	Класс В
8	28	3,5	2,0 (4,0)	1,0	100…500	160	5,0	500	17…24	>1,7	45…55	28	ОЭ	Класс В
9	28	3,5	4,0 (8,0)	2,0	100…500	160	2,5	500	35…42	>1,75	45…55	28	ОЭ	Класс В
10	28	4	7,5	-	350…700	190	1,15	700	>100	>3,5	>50	28	ОБ	Класс В
11	29	4	1,5	-	350…700	175	8,2	700	>5	>8	>40	28	ОБ	Класс В
12	29	4	5,0	-	350…700	175	3,1	700	>20	>7	>50	28	ОБ	Класс В
13	28	4	16	-	100…500	160	1,3	1,5…30 500	50 >100	14…20 >3,3	80 >50	24 28	ОЭ ОЭ	Ключевой Класс В
14	28	3,5	2,5 (5)	-	-	175	4,0	1000	27	4	-	28	ОБ	Класс В
15	50	4	10	2	1,5…80	200	0,75	80; 30; 1,5	>150	>10; 30; 50	>58; >40	50	ОЭ	Линейный <-27…-30 дБ
16	28 (35..40)	3,5	7,5 (15)	3,0	900…1400	175	1,15	1300	75…80	6…7	40…45	28	ОБ	Класс В
17	28	4	4,0	-	100…500	160	2,0	500	>50	>4	>50	28	ОЭ	Класс В
18	50	4	30	4	(ДВ-СВ) 0,1…1,5	200	0,45	0,1…1 1,5	250…30 500	20…30 >13	80…70 >60	40	ОЭ	Ключевой (ПН) Класс В
19	-	4	18	-	100…200	160	0,61	175	200	>5,5	>60	28	ОЭ	Класс В.

Продолжение таблицы Б1

№	Тип транзистора	Параметры идеализированных статических характеристик					Высокочастотные параметры							Допустимые параметры
20	2Т912А	0,05 (0,5..0,6)	0,5	0	>0,02	10…50	90…165	<200 (27)	1200	-	5	5	5	-	70 (80)
21	2Т9131А	<0,1	-	-	-	>10	>100	800 (50)	10000 (1)	-	<1,5	<2,4	<2,6	100	100
22	2Т9136АС	-	-	-	-	-	-	-	-	-	-	-	-	65	-
23	2Т913А	0,6..2,0 (10)	3,0	0,15	>3,5	10…15	>900	40…60 (28)	40 (0)	<15 (10)	0,55	3	1,95	-	55 (55)
24	2Т913Б	0,6..2,0 (7)	1,5	0,1	>3,5	10…15	>900	8…10 (28)	80 (0)	<12 (10)	0,25	2,5	1,95	-	55 (55)
25	2Т913В	0,6..2,0 (3)	1,25	0,05	>3,5	10…15	>900	8…12 (28)	80 (0)	<12 (10)	0,25	2,5	1,95	-	55 (55)
26	2Т9140А	-	-	-	>0,07	-	-	-	-	-	-	0,025	-	50	-
27	2Т914А	1,2..2,4 (4,0)	-	-	>40	10…60	>300	<12 (28)	90…170 (0)	15 (10)	4,0	4,0	4,0	-	65 (75)
28	2Т9153АС	-	-	-	-	-	-	-	-	-	-	-	-	-	-
29	2Т9153БС	-	-	-	-	-	-	-	-	-	-	-	-	-	-
30	2Т9156А	-	-	-	-	-	-	-	-	-	-	-	-	50	-

Продолжение таблицы Б1

№	Допустимые параметры					Тепловые параметры		Экспериментальные параметры					Схема включения	Режим работы
					Диапазон рабочих частот, МГц
20	28	5	20	10	1,5…30	150	1,42	30	>70	10…13	50…80	27	ОЭ	Линейный -25…-30 дБ
21	50	4	20 (40)	7	1,5…30	200	0,42	30	>400	>10	>60 >40	50	ОЭ	Класс В Линейный <-30 дБ
22	-	4	-	-	200…500	200	-	500	>500	>7	>40	45	ОБ	Класс В Двухтактный ГВВ
23	28	3,5	0,5 (1,0)	0,25	200..1000	150	20	1000	>3	2,25..2,5	>40	28	ОЭ	Класс В
24	28	3,5	1,0 (2,0)	0,5	200..1000	150	10	1000	>5	2,25..2,5	>40	28	ОЭ	Класс В
25	28	3,5	1,0 (2,0)	0,5	200..1000	150	10	1000	>10	2,25..2,5	>50	28	ОЭ	Класс В
26	-	3,5	10 (12…15)	4,5	900..1450	175	0,85	1300 1400	110	6	45	28	ОБ	Класс В
27	28	4	0,8 (1,5)	0,2	<400	150	16	100 400	>7,2 >2,5	>7,2 >2,5	>65 >40	28	ОЭ	Ключевой Класс В
28	-	4	-	-	380…840	200	-	840	>15	>6	>40	28	ОБ	Класс В Двухтактный ГВВ
29	-	4	-	-	380…840	200	-	840	>50	>5,1	>40	28	ОБ	Класс В Двухтактный ГВВ
30	-	3	-	-	650..1000	200	-	1000	>15	>5	>40	28	ОЭ	Класс АВ Линейный двухтактный

Продолжение таблицы Б1

№	Тип транзистора	Параметры идеализированных статических характеристик					Высокочастотные параметры							Допустимые параметры
31	2Т9156Б	-	-	-	-	-	-	-	-	-	-	-	-	50	-
32	2Т916А	1,0 (1,0..1,6)	0,7	0,05	>1	35	1100…1400	14…20 (30)	190 (0)	4…10 (10)	0,35	1,0	0,6	-	55 (55)
33	2Т920А	(2,0..4,0)	-	-	>16	30	400…750	10…15 (10)	36…55 (0)	7…20 (10)	1,7	2,9	2,4	-	36
34	2Т920Б	(0,8..1,4)	-	-	>16	40	400…700	16…25 (10)	80…100 (0)	7…20 (10)	1,2	2,6	2,4	-	36
35	2Т920В	(0,2..0,3)	-	-	>2	25	400…450	50…75 (10)	160…410 (0)	9…20 (10)	1,0	2,4	2,4	-	36
36	2Т921А	1,8 (3,4)	-	-	>0,2	10…45	90…300	40…50 (20)	200…450 (3)	<22 (10)	3,5	3,5	3,0	65	65 (80)
37	2Т922А	3,0 (8,0)	2	-	>16	10…50	300…700	8…15 (28)	45…100 (0)	7,5…20 (10)	1,7	2,9	2,4	-	65
38	2Т922Б	1,4 (2,0)	1	-	>4	10…50	300…650	20…35 (28)	150…350 (0)	8…20 (10)	1,1	2,5	2,4	-	65
39	2Т922В	0,8 (1,0)	0,5	-	>1,6	10…50	300…450	50…65 (28)	350…700 (0)	20…25 (10)	0,9	2,4	2,4	-	65
40	2Т925А	1,5 (3,0)	-	-	>2	8…20	600…1400	9,5…15 (12,6)	-	8…20 (10)	1,2	2,6	2,4	36	36
41	2Т925Б	1,0 (1,2)	-	-	>0,8	10…30	600…1700	16…30 (12,6)	-	22…35 (10)	1,0	2,4	2,4	36	36
42	2Т925В	0,3 (0,35)	-	-	>0,7	17…80	500…1000	44…60 (12,6)	-	15…40 (10)	1,0	2,4	2,4	36	36
43	2Т926А	0,15	-	-	>0,02	12…60	50	-	-	-	-	-	-	-	160(200)
44	2Т929А	1,6	-	-	>0,6	25…40	700…1400	15…20 (8)	-	9…25 (8)	1,2	2,6	2,4	30	30
45	2Т930А	0,5 (1,0)	-	0,1	>0,4	40	450…900	62…80 (28)	750…930 (0)	8 (10)	0,35.0,54	1,57.2,05	1,6..2,08	-	50

Продолжение таблицы Б1

№	Допустимые параметры					Тепловые параметры		Экспериментальные параметры					Схема включения	Режим работы
					Диапазон рабочих частот, МГц
31	-	3	-	-	650…1000	200	-	1000	>50	>4	>50	28	ОЭ	Класс АВ Линейный двухтактный ГВВ
32	28	3,5	2,0 (4,0)	1,0	200…1000	160	4,5	1000	>20	2,25…2,5	45…55	28	-	Класс В
33	12,6	4	0,25 (1)	0,25 (0,5)	50…200	150	20	175	>2	7…12	60…70	12,6	ОЭ	Класс В
34	12,6	4	1,0 (2,0)	0,5 (1,0)	50…200	150	10	175	>7	4,5…9	60…70	12,6	ОЭ	Класс В
35	12,6	4	3,0 (7,0)	1,5 (3,5)	50…200	150	4	175	20	3…4	60…70	12,6	ОЭ	Класс В
36	27	4	3,5	1,0	1,5…60	150	6,0	60	>12,5	>8	50…75	27	ОЭ	Линейный <-30…-39 дБ
37	28	4	0,3 (1,5)	-	>50	160	15,0	175	5	10…20	55…65	28	ОЭ	Класс В
38	28	4	1,5 (4,5)	-	>50	160	6,0	175	20	5,5…10	55…65	28	ОЭ	Класс В
39	28	4	3,0 (9)	-	>50	160	3,0	175 30	>40 20	4…6 8	55…65 70	28 15	ОЭ	Класс В Ключевой
40	12,6	4	0,5 (1,0)	-	200…400	150	20	320	2	6,3…70	63	12,6	ОЭ	Класс В
41	12,6	4	1,0 (3,0)	-	200…400	150	10	320	7	4,0…6,0	63	12,6	ОЭ	Класс В
42	12,6	3,5	3,3 (8,5)	-	200…400	150	4,4	320	20	3,0…3,2	70	12,6	ОЭ	Класс В
43	-	5	15 (25)	7 (12)	-	150	2	1,5	50	20	95	22	ОЭ	Ключевой
44	8	3	0,8 (1,5)	-	>50	160	20	175	>2	10…11,5	60…72	8	ОЭ	Класс В Линейный <-27…-30 дБ
45	28	4	6	-	100…400	160	1,6	400	>40	>6	50…65	28	ОЭ	Класс В

Список литературы

1. Коньшин С.В. Радиопередающие устройства. Методические указания к выполнению курсового проекта. – Алматы: АИЭС, 2001.

2. Муравьев О.Л. Радиопередающие устройства связи и вещания. – М.: Радио и связь, 1983.

3. Муравьев О.Л. Радиопередающие устройства. ч.1. – М.: Связь, 1974.

4. Муравьев О.Л. Радиопередающие устройства. ч.2. – М.: Связь, 1978.

5. Шумилин М.С. Проектирование радиопередающих устройств. – М.: Связь, 1980.

6. Городецкий С.А. Радиопередающие устройства магистральной связи. – М.: Связь, 1980.

7. Ильина Н.Н. Радиовещательные радиопередающие устройства. – М.: Связь, 1980.

8. Шумилин М.С., Козырев В.Б., Власов В.А. Проектирование транзисторных каскадов передатчиков. – М.: Радио и связь, 1998.– 320с.

9. Проектирование радиопередающих устройств. Под ред. В.В. Шахгильдяна. – М.: Радио и связь, 1984. – 559с.

10. Радиопередающие устройства. В.В. Шахгильдян, В.Б. Козырев, А.А. Ляховкин и др. Под ред. В.В. Шахгильдяна. – М.: Радио и связь, 2003. – 559с.

11. Повышение эффективности радиопередающих устройств. Под ред. А.Д. Артыма. – М.: Радио и связь, 1987.

12. Супаков Н.А. Станционное оборудование радиовещания и радиосвязи. – М.: Радио и связь, 1985.

13. Иванов В.К. Оборудование радиотелевизионных передающих станций. – М.: Радио и связь, 1989. - 320с.

14. Радиопередающие устройства. В.В. Шахгильдян, В.Б. Козырев, А.А. Ляховкин и др. Под ред. В.В. Шахгильдяна. – М.: Радио и связь,2003. – 559с.

15. Проектирование и техническая эксплуатация радиопередающих устройств., М.А. Сиверс, Г.А. Зайтленок, Ю.Б. Несвижский и др. – М.: Радио и связь, 1989. – 368с.

16. Проектирование радиопередающих устройств. Под ред. В.В. Шахгильдяна. – М.: Связь, 1976. – 432с.

17. Проектирование радиопередающих устройств. Под ред. В.В. Шахгильдяна. – М.: Радио и связь, 2003. – 453с.

18. Петров Б.Е., Романюк В.А. Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах. – М.: Высшая школа, 1989. – 398с.

19. Проектирование радиопередающих устройств СВЧ. Под ред. Г.М. Уткина.- М.: Советское радио, 1989. – 279с.

20. Полупроводниковые приборы. Транзисторы средней и большой мощности. Справочник под ред. Голомедова А.В. – М.: Радио и связь, 2000. - 465с.

21. Н.Н. Акимов и др. Справочник. Резисторы, конденсаторы, трансформаторы, дроссели, коммутационные устройства РЭА. – Минск, 1994. – 328с.

22. ГОСТ 11515-91. Каналы и тракты звукового вещания. Классы. Основные параметры качества.

23. Разработка и оформление конструкторской документации РЭА. Справочник. Под ред. Романычевой Э.Т. – М.: Радио и связь,1989. - 435с.

24. СТП 768-01-07-97. Общие требования к оформлению учебно-методической документации. Работы учебные. – Алматы.: АИЭС, 1997.

25. ГОСТ 22579-86.Радиостанции с однополосной модуляцией сухопутной подвижной службы. Типы. Основные параметры.

26. ГОСТ 12252-86.Радиостанции с угловой модуляцией сухопутной подвижной службы. Типы. Основные параметры.

27. ГОСТ 13420-97. Передатчики для магистральной радиосвязи. Основные параметры, технические требования.

28. ГОСТ 20532-97. Радиопередатчики телевизионные I-V диапазонов. Основные параметры, технические требования и методы измерений.

Содержание

Введение……………….…………………………………..………3

Список условных обозначений, сокращений и терминов……...4

1. Основные сведения о курсовой работе по проектированию радиопередающих устройств…………………………………..5

1.1 Цель и задачи курсовой работы...………………………….5

1.2 Варианты заданий для курсовой работы……..……………9

2 Общие сведения о параметрах радиопередающих

устройств………………………………………………..…….11

2.1 Основные функции радиопередающих устройств……….11

2.2 Передатчики с амплитудной модуляцией……..………….11

2.3 Передатчики с угловой модуляцией……………………....12

2.4 Спецификация передатчиков………………………….…...13

2.5 Транзисторные передатчики дециметрового диапазона…14

2.6 Структурная схема и основные технические характе-

ристики телевизионного передатчика…………………....16

2.7 Структурная схема и основные технические характе-

ристики передатчика с ОМ………………………………..17

2.8 Структурная схема и основные технические характе-

ристики передатчика низовой связи с угловой моду-

ляцией………………………………………………..……..19

2.9 Структурные схемы телевизионных РПС…………..….…20

3 Обозначение радиоизлучения и распределение частот…...…22

3.1 Обозначение радиоизлучения …………………….………22

3.2 Обозначение ширины полосы и частоты………………... 23

3.3 Общее распределение частот………………..……………..23

3.4 Радиочастотные диапазоны…………………………….….27

3.5 Распределение частот для ТВ и ОВЧ ЧМ вещания

в диапазоне ОВЧ…………………………………..…….….28

3.6 Распределение частот для ТВ вещания в диапазоне

УВЧ……………………………………………………….….28

3.7 Требования к стабильности частоты…………..……….….30

4 Расчетная часть курсовой работы. ………………….………....31

4.1 Расчет структурной схемы радиопередатчика………..…..31

4.2 Методика расчета режимов ламповых ступеней………....35

4.3 Методика расчета каскада усиления передатчика на

транзисторе в граничном режиме для схем с ОЭ и ОБ..…40

4.4 Методика расчета удвоенного П-образного контура……..45

4.5 Методика расчета автогенератора……………………..…..48

4.6 Методика расчета ГВВ на пролетных клистронах…….…51

4.7 Методика расчета цепей связи с нагрузкой…………….…60

4.8 Общие вопросы выбора деталей каскадов передатчика.....68

Приложение А……..…………………………………………….....71

Приложение Б.……..……………………………………………....73

Список литературы………………………………………………...79

Владимир Викторович Артюхин

Наталья Николаевна Гладышева

Сергей Владимирович Коньшин

Курсовое проектирование радиопередающих устройств

Учебное пособие

Редактор Ж.М.Сыздыкова

Доп. план 2005г., поз.51

Сдано в набор

Формат 60х84 1/16

Бумага типографская №2.

Уч.-изд.лист. – 5,0 Тираж 100 экз. Заказ № Цена 150 тенге.

Подписано в печать

Копировально-множительное бюро

Алматинского института энергетики и связи