В частности, входная проводимость транзистора в схеме с оэ выражается формулой

(3.19)

где r_б’ - объемное сопротивление базы транзистора,

r_э - сопротивление эмиттерного перехода,

h_21э - коэффициент передачи тока в схеме с ОЭ.

Величина r_б’ в справочниках приводится редко, однако ее можно найти по соотношению _к = = r_б’ С_к, где _к - постоянная времени коллекторно-базовой цепи, С_к - емкость коллекторного перехода. В крайнем случае, если и этих величин найти не удалось, можно считать, что для маломощных транзисторов r_б’ = 50...100 Ом.

Сопротивление r_э наиболее сильно зависит от режима транзистора

(3.20)

где _т - тепловой электрический потенциал перехода, для температуры Т = 300 К можно считать _т = 26  10^–3 В;

I_эо - постоянная составляющая тока эмиттера I_эо  I_ко.

Величина h_21э также зависит от тока коллектора, однако, в первом приближении можно считать ее постоянной.

Зависит от тока и величина g_{r opt}, хотя ее зависимость более слабая. Можно использовать следующее выражение [ ]:

(3.21)

Из (3.14...3.16) можно сделать вывод, что при увеличении I_{к о} величины g₁₁ и g_{r opt} увеличиваются, однако g_{r opt} растет с меньшей скоростью, чем g_11. Поэтому отношение g_{r opt}/g₁₁, а значит и величина А_1ш с увеличением тока коллектора будет уменьшаться. Следовательно, выбирая большее значение тока коллектора транзистора, можно получить более удовлетворительное соотношение между А_1п и А_1ш­.

Наконец, следует проверить выполнение еще двух требований. Первое – изменение величины g₁₁ (за счет технологического разброса параметров транзисторов или по другим причинам) не должно приводить к слишком большому изменению полосы пропускания входной цепи. Обычно это требование выражается неравенством

(3.22)

где _g11 - максимальное относительное изменение входной проводимости,

_п - относительное изменение полосы пропускания.

Обычно полагают _п = 0,1...0,2, _{g11 макс} = 0,5. Если условие (3.22) не выполняется, с этим можно смириться, но принять меры, чтобы полоса пропускания П_{вц мин} обеспечивалась и при наименьшем значении g₁₁. Для этого выбирают значение А₁ несколько меньше, из условия

А₁  (0,5...0,7) А_1п. (3.23)

Второе требование, которое должно выполняться, касается влияния входной емкости транзистора на частоту перестройки контура. Возможные изменения величины С₁₁, в том числе и при изменениях режима работы транзистора, не должны приводить к заметной расстройке контура. Для этого должно выполняться неравенство

(3.24)

где b₁₁ = 2 _oC₁₁,

_b11 - относительное изменение b₁₁,

_fo - относительное изменение частоты настройки

Обычно принимают _{b11 макс} = 0,3, _fo = 0,1...0,2.

Неравенство (3.24) должно выполняться как на минимальной, так и на максимальной частоте диапазона.

Если выполнить (3.24) не удается, с этим можно смириться, при условии, что будут приняты меры по стабилизации режима первого транзистора по постоянному току. Отсюда следует, что в диапазонах ДВ и СВ не рекомендуется использовать систему автоматической регулировки усиления (АРУ) путем изменения режима первого транзистора.

Наконец, выбрав величину А₁ из условий (3.18) или (3.24), даже если не выполняется неравенство (3.17), определенный коэффициент включения входа транзистора в колебательный контур входной цепи

(3.25)

Величина индуктивности катушки связи с транзистором

(3.26)

где k_к.т. - коэффициент магнитной связи между катушками.

Величина k_к.т. сильно зависит от конструкции и взаимного расположения катушек. Для магнитной антенны , выполненной на ферритовом стержне с начальной магнитной проницаемостью _н = 400...1000, можно принять k_к.т. = 0,6...0,8. Более точно его значение определяется при расчете магнитной антенны, в связи с чем, возможно, потребуется уточнить величину l_к.т.