8.2. Получение чм и фм колебаний

Существуют прямые и косвенные методы получения ЧМ и ФМ колебаний. При прямых методах модулирующее колебание непосредственно воздействует на необходимый для данной модуляции параметр: частоту  (рис. 8.4, а) или фазу  (рис. 8.4, б) ВЧ колебания. В первом случае частотный модулятор представляет собой автогенератор, в контур которого включен реактивный элемент (РЭ), управляемый модулирующим сигналом. Прямая фазовая модуляция осуществляется в цепи, через которую проходит ВЧ колебание, и сдвиг фазы выходного сигнала изменяется под действием сигнала модуляции. На рис. 8.4, б показано, как колебания кварцевого автогенератора проходят через фазосдвигающую цепь (фазовый модулятор), управляемую модулирующим сигналом.

а б

Рис. 8.4. Схемы прямого метода получения частотной (а) и фазовой (б) модуляции

Косвенные методы предполагают получение нужного вида угловой модуляции путем осуществления другой модуляции и соответствующего преобразования сигнала. Так как частота и фаза гармонического колебания взаимосвязаны: , то ЧМ колебание можно получить, осуществляя модуляцию по фазе, но при этом необходимо устранить зависимость девиации частоты от частоты модуляции , присущую ФМ [см. (8.7, а)]. Для этого следует пропустить модулирующий сигнал через корректирующую цепь с коэффициентом передачи, пропорциональным (рис. 8.5, а). В результате девиация фазы на выходе такого устройства будет равна , а девиация частоты при этом будет зависеть только от амплитуды , что характерно для ЧМ. Аналогично ФМ колебание можно получить косвенным путем с помощью частотного модулятора и корректирующей цепи на его выходе с коэффициентом передачи, пропорциональным  (рис. 8.5, б). Нетрудно видеть, что в первом случае (рис. 8.5, а) корректирующая цепь является интегрирующей, а во втором (рис. 8.5, б) – дифференцирующей. В качестве корректирующих цепей можно использовать RC-цепи.

Пояснить принцип косвенных методов можно непосредственно из соотношений (8.1), не используя предположения о гармоническом законе изменения модулирующего сигнала u_мод(t). Например, при косвенном методе (рис. 8.5, а) сигнал на выходе интегратора будет равен , а закон изменения фазы на выходе фазового модулятора будет иметь вид . Воспользовавшись соотношением , получаем закон изменения частоты на выходе модулятора: . Таким образом, выходная частота меняется по закону модулирующего сигнала. Аналогично можно пояснить принцип косвенного метода ФМ (рис. 8.5, б).

а б

Рис. 8.5. Схемы косвенного метода получения частотной (а) и фазовой (б) модуляции

Рассматривая приведенные на рис. 8.4 и 8.5 схемы, можно сделать определенные выводы относительно их свойств. Так, при прямом методе ЧМ (рис. 8.4, а) и косвенном ФМ (рис. 8.5, б) управляемый РЭ включается в контур автогенератора, что обязательно приводит к снижению стабильности его частоты. В указанных схемах трудно ожидать высокой стабильности центральной частоты ₀ модулированного сигнала, если не применять специальных мер по ее повышению, например, схем автоподстройки частоты (АПЧ) автогенератора.

При прямом методе ФМ (рис. 8.4, б) и косвенном ЧМ (рис. 8.5, а) процесс модуляции осуществляется в цепи, включенной после задающего генератора. Воздействие на его контур исключается. Это дает возможность в этих схемах использовать в качестве задающих высокостабильные кварцевые автогенераторы, как это и показано на рисунках.

Существуют различные способы построения частотных и фазовых модуляторов с использованием как пассивных, так и активных цепей. Выбор конкретной схемы модулятора определяется выполнением предъявленных к нему требований. Важнейшие из них – обеспечение заданной девиации частоты (фазы) при допустимых уровнях нелинейных искажений и паразитной амплитудной модуляции (ПАМ).

Рассмотрим вначале способы построения частотных модуляторов. Известно большое количество устройств, обладающих реактивной проводимостью, которая управляется напряжением или током. Для ЧМ, а также перестройки частоты автогенераторов в качестве управляемой реактивности наибольшее применение находят полупроводниковые емкости – варикапы, использующие барьерную емкость диода с запертым pn-переходом:

, (8.8)

где – контактная разность потенциала полупроводника ( = 0,3 … 0,6 В); – напряжение на pn-переходе, В; C₀ – емкость варикапа при = 0;  – показатель нелинейности варикапа. Зависимость (8.8) справедлива при < 0.

Значение  определяется технологией изготовления pn-перехода, точнее, законом распределения примесей по толщине перехода. При линейном изменении концентрации примесей (плавный переход)  = 1/3, при ступенчатом изменении (резкий переход)  = 1/2. Изготовляемые промышленностью варикапы имеют 1/3<  <1/2 (ближе к 0,5).

Полупроводниковый диод при > 0 обладает диффузионной емкостью С_д, которая примерно на два порядка больше барьерной; С_д( ) очень нелинейна, сильно зависит от температуры, имеет низкую добротность. Эти качества недопустимы для ЧМ. Поэтому в частотных модуляторах на варикапах необходимо обеспечить режим с < 0. Диффузионная емкость диода (точнее – режим диода с частичным открыванием) находит применение в варакторных умножителях частоты.

Частотный модулятор обычно представляет собой транзисторный LC-автогенератор, частота которого изменяется под действием модулирующего напряжения с помощью варикапа, включенного в контур автогенератора. Поскольку в соответствии с (8.8) зависимость емкости С_в от приложенного напряжения является нелинейной, а частота колебаний автогенератора также нелинейно зависит от С_в, частотная модуляция на варикапе сопровождается довольно значительными нелинейными искажениями, уровень которых тем выше, чем больше амплитуда модулирующего напряжения и, соответственно, девиация частоты. Другим недостатком схемы является низкая стабильность центральной частоты. Уровень ПАМ в таком частотном модуляторе невысок, так как эквивалентное сопротивление контура автогенератора при перестройке его частоты в узких пределах меняется незначительно.

При малых относительных девиациях частоты и/или нежестких требованиях к нелинейным искажениям (К_{г. доп} ≈ 5…7 %) обеспечить удовлетворительную по качеству ЧМ вполне можно с помощью несложных одноконтурных частотно-модулированных автогенераторов (ЧМАГ). Для стабилизации средней частоты используются системы АПЧ.

Для повышения линейности ЧМ и стабильности центральной частоты используются (помимо рационального выбора типа варикапа и оптимизации режима его работы) и другие методы: включение в контур ЧМАГ вместо одного диода пары встречно включенных по ВЧ варикапов, нелинейное предыскажение модулирующего сигнала в амплитудном корректоре.

Однако при больших девиациях частоты и малых допустимых уровнях нелинейных искажений всех этих мер оказывается недостаточно. В этом случае применяются другие структуры модуляторов, получившие наименование двухтактных.

Рис. 8.6. Структурная схема двухтактного частотного модулятора

Такой модулятор (рис. 8.6) состоит из двух ЧМАГ, смесителя частот и полосового фильтра. Суть в следующем: ЧМ сигнал должен быть сформирован на выходной промежуточной частоте, т.е. , где - средние час-

тоты ЧМАГ₁ и ЧМАГ₂. Частоты f₁ и f₂ много больше f _ПЧ, а их изменения под воздействием модулирующего напряжения противоположны: (это обеспечивается противофазным включением варикапов в ЧМАГ₁ и ЧМАГ₂). В результате изменение частоты на выходе (на f_ПЧ) удваивается: ; . На рис.8.6 f₁ = 430 МГц, f₂ = 360 МГц, f_ПЧ = 70 МГц.

Уменьшение нелинейных искажений в таком модуляторе обусловлено следующими факторами:

1) более высокими значениями средних частот f₁ и f₂ (при этом уменьшается );

2) уменьшением вдвое требуемой девиации частоты в каждом из ЧМАГ по сравнению с ;

3) компенсацией нелинейных искажений четных порядков в двухтактной схеме модулятора.

В рассмотренном модуляторе должны быть приняты меры по обеспечению стабильности центральной частоты, например, с помощью ФАПЧ.

Схемы ЧМАГ с варикапами, свойства схем, статические и динамические модуляционные характеристики подробно рассмотрены в методических указаниях [9].

Рис. 8.7. Фазовый модулятор на основе резонансного УВЧ, перестраиваемого с помощью варикапа

Обратимся к схемам фазовых модуляторов. Фазовую модуляцию наиболее просто осуществить с помощью усилителя высокой частоты (УВЧ) с коллекторной нагрузкой в виде резонансного контура, частоту настройки которого можно изменять с помощью варикапа, входящего в состав емкости С

контура (рис. 8.7). Фазочастотная характеристика (ФЧХ) колебательного контура показана на рис. 8.8. Величина  представляет собой сдвиг фаз между напряжением на контуре и током, питающим контур. Последний представляет собой первую гармонику коллекторного тока, которая в предположении, что транзистор является безинерционным активным элементом, находится в фазе с входным напряжением. Поскольку напряжение на контуре является выходным напряжением схемы (рис. 8.7), фазовый угол , по сути, является сдвигом фаз между входным и выходным напряжениями.

Если резонансная частота ω_р контура равна частоте ω₀ входного сигнала, то фазовый угол  = 0. При расстройке контура (ω_р ≠ ω₀)  ≠ 0. Следовательно, схема на рис. 8.7 является фазовым модулятором. В пределах полосы пропускания контура, когда амплитуда напряжения на нем изменяется в раз, фаза изменяется от 45° до -45°.

Поскольку на указанном участке ФЧХ нелинейна, а резонансная частота ωр с модулирующим напряжением связана также нелинейной зависимостью, такая ФМ сопровождается нелинейными искажениями. Кроме того, изменение амплитуды напряжения на контуре вызывает паразитную АМ. Одноконтурный фазовый модулятор обеспечивает девиацию фазы 20…30° при нелинейных искажениях Кг ≈ 5…7 % и сравнительно малой паразитной АМ. Девиацию фазы можно увеличить, включив каскадно несколько фазовых модуляторов или применив многоконтурные схемы.

Рис. 8.8. ФЧХ параллельного колебательного контура

На рис. 8.9 представлена схема фазового модулятора, выполненного в виде трехзвенного ПФ, составленного из одинаковых контуров, которые перестраиваются с помощью варикапов. При соответствующей настройке модулятор может обеспечить девиацию фазы до ±40° на каждое звено фильтра при нелинейных искажениях, не превышающих 2 %, и практически отсутствующей амплитудной модуляции [3].

Рис. 8.9. Схема фазового модулятора на трех перестраиваемых связанных контурах

В аппаратуре низовой связи применяют фазовые модуляторы в виде управляемых RLC-фазовращателей. Принцип работы такого модулятора рассмотрим с помощью схемы на рис. 8.10, в которой полевой транзистор выполняет роль управляемого активного сопротивления R(). На схеме цепи питания и смещения транзистора не показаны.

Рис. 8.10. Фазовый модулятор на RLC-делителе напряжения

Комплексный коэффициент передачи делителя на частоте ω0 равен . (8.9) Если выбрать параметры делителя так, что , то (8.9) принимает вид . (8.10) Записывая комплексные числа, стоящие в числителе и знаменателе (8.10), в по-

казательной форме, находим

. (8.11)

В (8.11) обозначено:

. (8.12)

Таким образом, при любом R модуль коэффициента передачи делителя и паразитной АМ не будет, а фаза, как следует из выражения (8.12), будет меняться. Недостатком схемы являются значительные нелинейные искажения. Например, при =0,6 = 30° , К_г = 7,5 % [3].

Бóльшие девиации фазы (до 2,4 … 2,6 рад) при малых нелинейных искажениях (1…2 %) позволяют получить более сложные импульсно-фазовые модуляторы [3].