Тема 4. Расчет параметров усилителей на транзисторах

Цель занятия: изучение режимов работы и расчет параметров усилителей на транзисторах, включенных по схеме с общим эмиттером.

Способы оценки параметров маломощных усилителей класса А, В, АВ.

4.1. Усилитель классе А - схема усилителя–инвертора (рис. 4.1).

При малом входном сигнале (десятки mV) рабочую точку транзистора выбирают исходя из требуемых статических характеристик транзистора.

I_{К.Мах.Раб.} = E_К/(R_К + R_Э) (4.1)

Если транзистор открыт полностью, то сопротивление перехода r_КЭ ≈ 0 и согласно уравнения (4.1) на резисторах R_К и R_Э падает почти все напряжение E_К.

*(Способы построения линии нагрузки рассмотрены в материалах лекций).

Задавая величину сигнала в цепи базы, меняют положение рабочей точки за счет изменения тока покоя I_К.П =I₀ =I_К.Нач и падения напряжения U₀ =U_КЭ на транзисторе.

Рабочую точку транзистора выбирают также исходя из динамического режима работы транзистора, т.е. из амплитуды U_m2 в зависимости от U_m1.

Для маломощных биполярных транзисторов в режиме А, значение тока покоя составляет I₀ = I_К.П ≈ (0,2÷0,3)I_К.МАХ. ≈ 5÷15 мА при токе I_Б.П. ≈ (150÷300) мкА.

Для обеспечения положения рабочей точки А необходимо выполнение условий:

V_К = U_ВЫХ ≈ (¹/₂)·E_К. (4.2)

U₀ = U_КЭ ≈ (¹/₃ ÷ ²/₅)·E_К; U₀ ≤ U_m2, (4.3)

V_Э = U_RЭ ≈ (¹/₆ ÷ ¹/₁₀)·E_К;

где V_Э, V_К, V_Б - соответствует потенциалу между электродом и землей;

индексы U_БЭ, U_КЭ, U_БК - соответствуют падению напряжения на электродах.

В соответствии с 2-м зак. Кирхгофа Е =V_К+U_КЭ+V_Э. 1 = (¹/₂)+(¹/₃ ÷ ²/₅)+(¹/₆ ÷ ¹/₁₀).

Например, при Е = 10 В → U_RК+U_КЭ+V_Э = 10 = (5 + 3,3 + 1,7) = (5 + 4 + 1).

В том числе, максимальные значения напряжения, тока и мощности на элементах, не должны превышать предельных значений:

U_КЭ + U_m2 < U_2.max. I₀ + I_m2 < I_2max. U₀·I₀ + U_m2·I_m2 < P_VTmax. (4.4)

Величина U_КЭ ограничена амплитудой U_Н.m отрицательной полуволны (для n-p-n VT) и положительной полуволны (p-n-p VT) и определяется выражением:

2U_Н.m = |-E_И| R_Н/(R_Н+R_Э) = Е_И·R_Н/(R_Н+R_Э). [2U_Н.m ≈ (0,5 -0,7)E] (4.5)

Например, (при Е =10 В и R_Н =1к) → 2U_Н.m =10·1к/(1к+1к) = 5В. U_Н.m = 2,5В.

При этом мощность в нагрузке составляет:

Р_Н = 0,5·2U²_Н.m/R_Н = Е²_И·R_Н/(2·(R_Н +R_Э)²). (4.6)

Например, [0,5·2·2,5²/1000 = 10²·1000/(2·(1000+1000)²) = 10 mВт]; (I_Н = 5 mA).

Мах. значение мощности достигается при условии R_К > R_Э и R_Н  R_Э, т.е.

Р_Н.НОМ. = E²_И/8R_Э. [10²/(8·1000) = 12,5 mВт]. (4.7)

Мощность, потребляемая от источника питания, составляет:

Р_И = 2Е²_И/R_Э, [2·10²/(1000) = 200 mВт].

КПД составит:  = Р_Н.Мах./P_И = 1/16  6,25%; [12,5/200 = 6,25%]

Мощность Р_VT, рассеиваемая на VT, максимальна в режиме покоя.

Р_VT = Е²_И/R_Э = 8Р_Н.Мах; [10²/1000 = 100 mВт]; Р_И = Р_VT + Р_RК + Р_RЭ.

4.2. Усилитель класса В - двухтактный эмиттерный повторитель на комплементарных транзисторах разного типа проводимости (рис. 4.2а,б) позволяет получить существенно более высокую мощность в нагрузке и высокий КПД.

При U_ВХ = 0 оба транзистора закрыты, т.к. не обеспечено напряжение смещения в области базы. Следовательно, в схеме ток покоя составляет I₀→I_Ко, что характерно для работы транзистора в режиме класса В. Мах. размах напряжения на нагрузке U_Н при питании |+Е_И|=|-Е_И| достигает значения U_Н.m= (Е_П–U_Ост), если учитывать, что транзисторы могут работать на границе насыщения, при U_КЭ→0.

При полном размахе напряжения U_Н в нагрузке мощность составит:

Р_Н.МАХ = E²_И/2R_Н. [при Е =10 В и R_Н = 1000 → 10²/(2·1000) = 50 mВт]. (4.8)

Мощность, отдаваемая источником питания, составит Р_И = 2Е_И∙I_Н.m/.

[При Е = 10 В и I_Н.m = 5 mA → Р_И = 2·10·0,005/3,14 = 31,84 mВт].

 = Р_Н.Мах/P_И = /4 = 78,5% [ = 25 mВт/31,84 mВт = 78,5%] (4.9)

При полной амплитуде напряжения на нагрузке U_Нm транзистор рассеивает мах. мощность. В случае U_Нm = (2/)Е_И, на каждом VT рассеивается мощность

Р_VT.Мах = (1/²)(Е²_П/R_Н). [(1/3,14²)(10²/1000 = 3,2 mВт ]. (4.10)

[U_Нm = (2/)Е_И = (2/3,14)·10 = 6,37 В; т.е. U_Нm.Мах ≤ 0,64·Е_И]

4.3. Усилитель класса АВ - двухтактный эмиттерный повторитель (рис. 4.3) позволяет снизить нелинейные искажения, возникающие из-за кривизны начального участка входных характеристик транзистора. Работа схемы основана на том, что через транзисторы VТ₁ и VТ₂ задают начальный ток покоя I₀, равный:

I_К.П = I₀ = (0,040,08)∙I_Н.m. (4.11)

Для задания тока I₀ следует приложить между базами VТ₁ и VТ₂ напряжение

U_БЭ = U_СМ ≈ 0,55 ÷ 0,65 В, являющееся начальным условием работы транзистора.

Величину U_СМ формируют резисторами R₂ и R₃ или набором диодов.

Если U_БЭ1 = U_БЭ2, то оба транзистора имеют равный потенциал покоя.

Резисторы R_5Э и R_6Э, создающие в схеме отрицательную обратную связь по току, обеспечивают стабилизацию тока покоя I_П в широком диапазоне температур.

Вместе с тем резисторы R_5Э и R_6Э снижают мощность в нагрузке и являются элементами защиты VТ₁ и VТ₂ от перегрузки в случае их полного открывания.

М ощность, выделяемую двумя транзисторами усилителя, берут с запасом, напр., Р_VТ  1,1∙Р_Н.

Переменные составляющие I_К.m и U_{К.m ,} составляют:

I_К.m= 2Р_VT/R_Н, (4.12)

U_К.m = 2P_VT/I_К.m. (4.13)

Напряжение U_ОСТ = U_КЭ.Мин ≈ 1В в цепи К-Э находят из выходных характеристик этих транзисторов VТ₁ и VТ₂.

Напряжение U_ОСТ должно отсекать нелинейную часть выходных характеристик в области малых значений U_КЭ.Мин (рис. 4.4). Выделяемую оконечным каскадом мощность можно определить графически как площадь треугольника АВС (рис. 4.4).

Р_VT = U_К.m∙I_К.m/2 (4.14)

В соответствии с рис. 4.4, Е_К должно удовлетворять условию:

Е_К  U_К.m+ U_ОСТ. = (0,30,4)U_{К.ДОП. СПРАВ}. (4.15)

При значениях I_К.П < 2% I_Н.m увеличиваются нелинейные искажения сигнала типа «ступенька», но с другой стороны рост начального тока покоя I_КП >10% приводит к росту среднего тока I_К.СР, потребляемого от ист. питания. I_К.СР = I_К.m/.

КПД и потребляемая каскадом мощность от источника составят:

 = (Р_VT/Р_И)∙100%. Р_И = 2Е_И∙I_К.СР. (4.16)

Для расчета параметров входной цепи (начального и мах. значения напряжения U_Б.П и U_Б.m при средней величине U_К) пользуются входными характеристиками транзисторов (для режима В). Начальный и мах. токи базы составят:

I_БП = I_Б0 = I_К0/_min, I_Б.m = I_Km/_min. (4.17)

Затем определяют величину U_ВХ.m = U_Бm + U_ВЫХ.m (К_u ≤ 1) (4.18)

подсчитывают входную мощность Р_ВХ = (½)U_ВХ.m∙I_Бm (К_i > 1) (4.19)

и коэффициент усиления по мощности К_Р = Р_ВЫХ /Р_ВХ. (К_P = К_u∙К_i) (4.20)

Пример 4.1. Выполним анализ параметров схемы усилителя класса А (рис. 4.1).

Дано: E_К =10 B; r_Г =200 Ом; β =40; I_К.Max = 50 mA; U_Вых=ΔV_К.m=±2 В. f_Мин.=100Гц.

Р ешение. Для исключения перегрузки источника Е_Г необходимо выбрать ток I_К.Нач таким, чтобы для переменных напряжений входное сопротивление схемы составляло: r_ВХ ≥ 2r_Г, r_ВХ ≥ 1 кОм. Входное сопротивление схемы определяют выражением:

r_ВХ = R₁||R₂||r_БЭ. (r_ВХ ≈ R₁||R₂).

Выбор I_К.Нач обусловлен величиной β или h_21Э.

Чем больше минимальная величина h_21Э для данного типа VT, тем меньше величина I_К.Нач, которую берут также из условия I₀ = I_К.П ≈ (0,2÷0,3)I_К.Мах.

Пусть при β = 40 → I_К.П = 0,1∙I_К.Max = 5 mA.

Тогда r_БЭ = (β∙φ_T/I_К.Нач.) = (β/S). r_БЭ = [40∙(26 mV)/(5 mA)] = 208 Ом.

где: (φ_T = k∙T/q) ≈ 0,026В. R_K ≥ R_Н > R_Э.

Далее, необходимо обеспечить работу транзистора на постоянном токе, т.е. установить потенциалы на электродах VT при отсутствии входного сигнала.

Стабильность рабочей точки транзистора тем лучше, чем больше падение напряжения на R_Э, т.к. в этом случае изменение U_БЭ будет меньше напряжения V_Э и, следовательно, влияние тока I_К будет незначительным.

Для обеспечения положения рабочей точки А необходимо выполнение условий:

V _К = U_RК = U_ВЫХ ≈ (¹/₂)·E_К. [V_К = 5 В]. (4.2’)

U₀ = U_КЭ ≈ (¹/₃ ÷ ²/₅)·E_К; U₀ ≤ U_2m; [U_КЭ ≈ 3,3÷4 B]. (4.3’)

V_Э = U_RЭ ≈ (¹/₆ ÷ ¹/₁₀)·E_К; [V_Э = U_RЭ ≈ 1,7 ÷ 1 B].

По второму закону Кирхгофа Е =U_RК+U_КЭ+V_Э. 1 = (¹/₂)+(¹/₃÷²/₅)+(¹/₆÷¹/₁₀).

Например, при Е = 10 В → U_RК+U_КЭ+V_Э = 10 = (5 + 3,3 + 1,7) = (5 + 4 + 1).

В задании выходной сигнал усилителя составляет U_Вых=ΔV_К.m = ± 2 В, что удовлетворяет условию U_2m ≥ U₀ = ± 2В (4.5), а также (2U_Н.m ≤ 0,5E).

Тогда, диапазон изменения потенциала на коллекторе составит:

V_К. = (V_Э + U_КЭ) + |ΔV_К.Мах.| = (1,7В + 3,3В) ± 2В = (3 ÷ 7) В. (4.2’)

Для обеспечения данного условия, выберем U_КЭ = 3,3 B.

Для этого случая выполним расчет номиналов резисторов R_К и R_Э.

R_Э = (V_Э/I_К.Нач ) = (1,7 В/0,005A) = 340 Ом. (4.3’)

R_К = (E_К - V_К)/I_К.Нач ) = ((10В – 5В)/0,005A) = 1 кОм. (4.4’)

r_КЭ = U_КЭ.Ном. / I_К.Нач. = 3,3/0,005 = 660 Ом. R_Н ≈ 2R_Э = 500 Ом.

И зменение ΔI_К.Нач. при V_Э = 1,7 В и при изменении Т на 1 градус, составит:

ΔI_К = (∂I_К/∂T)/I_К = (∂V_Э/∂Т)/V_Э = [(2mB/K)/1,7 B] ≤ (0,1%/K)

где *(∂/∂Т) = - 2(mB/K) – изменение потенциала на переходе при изменении Т(К).

Дрейф потенциала коллектора при отсутствии сигнала составит:

(∂V_К/∂Т) = - 2(mB/K)(R_К/R_Э) = - 2 (mB/K)(1к/0,34к) = - 5,88 (mV/K). (4.5’)

Для установки потенциала V_К необходимо выполнить условие U_БЭ > 0,50 B, исключающее отсечку транзистора, иначе параметры β, S и r_БЭ в соответствии с выходными характеристиками значительно уменьшатся.

где: S крутизна. S = (I₀/φ_T)exp^{(Uбэ/γφT)} = (I_К/φ_T).

С другой стороны, потенциал V_К (в статике) необходимо выбирать не очень большим, иначе падение напряжения на R_К и К_U будут очень малы.

Необходимо установить потенциал базы V_Б при отсутствии сигнала таким образом, чтобы падение напряжения на R_Э составляло: V_Э ≈ 1,7 В. Для Si транзисторов при малых токах коллектора напряжение U_БЭ ≈ 0,6 ± 0,1 B. Отсюда следует:

V_Б = V_Э + U_БЭ = 1,7 + 0,6 ≈ 2,3 В. (4.6’)

Базовый ток составит: I_Б.П. = I_К.П./β = 5000 мкА/40 = 125 мкА. (4.7’)

Ток I_Б.Нач не должен существенно влиять на базовый потенциал, поэтому через делитель напряжения на резисторах R₁, R₂ должен протекать шунтирующий ток делителя I_Д, составляющий I_Д = (3÷5)I_{Б Нач}. Выбрав I_Д = (4)I_{Б Нач}. получим:

R₁ = (Е_К–V_Б)/(I_Д–I_Б) = (10–2,3)/(0,00050–0,000125) = 20,53 кОм. (4.8’)

R₂ = V_Б/I_Д = (2,3/0,0005) = 4,7 кОм. (4.9’)

Выбор величин R₁ и R₂ должен также обеспечить условие r_ВХ ≥ 400 Ом.

Входное и выходное сопротивление схемы по переменному току составит:

r_ВХ = u_ВХ/i_ВХ = [r_БЭ || R₁||R₂ ]= [0,3к || 20,5к || 4,7к]. (4.10’)

r_ВХ = [r_БЭ ||R₁||R₂] = [r_БЭ ·R₁·R₂] / [(r_БЭ·R₁)+(R₁·R₂)+(r_БЭ·R₂)] =277,9 ≈0,28 к.

r_ВЫХ = – (u_ВЫХ/i_ВЫХ) = (R_К||r_КЭ) = (1к·0,66к)/(1к·0,66к) =0,397 ≈ 0,40 к. (4.11’)

Определим коэффициент усиления по напряжению

A = (u_ВЫХ/u_ВХ) = – (I_К/φ_T)(R_К||r_КЭ) = – (I_К/φ_T)(r_Вых) = (4.12’)

= (-0,005/0,026)(0,40) = 0,192·400 = – 77.

Коэффициент передачи сигнала от источника к нагрузке (при R_Н =0,5к) составит:

К_U = (U_ВЫХ/U_Г) = [r_ВХ /(r_ВХ + r_Г)]∙А∙[R_Н/(R_Н+r_ВЫХ)] = (4.12’)

= [0,3к/(0.3+0,2)]·77·[0,5к/(0,5к+0,4к)] = 25,66.

Это значение сохраняется до нижней частоты f_МИН = 100 Гц. Поскольку схема содержит три ФНЧ (конденсаторы C₁ и C₂ на входе и выходе схемы и C_Э в цепи ОС), то нужно выбрать частоту среза f_ГРАН этих фильтров в пределах до f_МИН.

Положим, что эти частоты равны: f_ГР =f_МИН./√n = 100Гц/√3 = 57 Гц. (4.13’)

С₁ =1/[2∙π∙f_ГР∙(r_Г+r_ВХ)] = 1/[2∙π∙57∙(200+300)] = 5,6 мкФ. (4.14’)

С₂ = 1/[2∙π∙f_ГР∙(r_ВЫХ+R_Н)] = 1/[2∙π∙57∙(400 + 500)] = 3,1 мкФ. (4.15’)

С_Э = S/[2∙π∙f_ГР] = I_К.Нач/(2∙π∙f_ГР∙φ_T) ≈ 0,000537 Ф = 537 мкФ. (4.16’)

* Улучшение стабильности рабочей точки усил. достигается при использовании ООС на низких частотах. Для этого в схему введена цепь из элементов R_Э, С_Э.

При частотах выше f₁ = [1/(2∙π∙(R_Э∙С_Э)] модуль сопротивления уменьшается, т.е. коэффициент К_U возрастает пропорционально частоте и достигает значения S∙R_К. (рис. 4.6).

f₁ = [1/(2∙π∙(R_Э∙С_Э)] = 1/(2∙3,14∙(340∙0,000537)) = 0,87 Гц. (4.17’)

Отсюда следует, что

f₂ = [S∙R_К/(R_К/R_Э)∙f₁] = [(S∙R_Э)∙f₁] = (I_К.Нач/φ_T)∙R_Э∙f₁ = 57 Гц , либо

f₂ = [1/(2∙π∙С_Э)/S] = [S/(2∙π∙С_Э)] =57 Гц. (4.18’)

Доопределим остальные параметры:

U_Н.m = |-E_И| (R_Н/(R_Н+R_Э) = Е_ИR_Н/(R_Н+R_Э)

= 10∙0,5к/(0,5к+0,34к) = 5,96 В. (4.5’)

Мощность в нагрузке, в транзисторе и мощность источника составят:

Р_Н = 0,5U²_Н.m/R_Н = Е²_ИR_Н/2(R_Н +R_Э)² = 0,5∙5,96²/500 = 0,0355 Вт. (4.6’)

Р_VT = Е²_И/R_Э = 8Р_Н.Мах = 10²/340 = 0,294 Вт.

Р_И = 2Е²_И/R_Э = 2∙10²/340 = 0,588 Вт.  = Р_Н.Мах./P_И = 0,036/0,588  6,1%.

(вполне допустимо и удовлетворяет решению)

Пример 4.2. Выполним расчет параметров схемы ус. класса А (рис. 4.1).

Дано: E_К =10 B, R_Н = 1 кОм; I_Н = 2 mA; U_ВХ = 10 mB; f_Мин. = 100 Гц.

U_ВЫХ = V_К.Мах= ± 2 В. Параметры транзистора: КТ315: I_К.Мах = 50 мA; β = 30.

Решение. Существует следующая зависимость между током I_Н и током I_К :

I_К.НОМ = (1,3÷1,8)I_Н. Возьмем I_К.НОМ = (1,5)I_Н = 3 mA.

Потенциал на базе транзистора выбирают из условия: V_Б = (0,15÷0,25)Е_К.

Причем, чем V_Б больше, тем выше термостабилизация усилителя.

Отсюда примем: V_Б = (0,2)Е_К = 0,2∙10 = 2 В = U_R2.

Напряжение на эмиттере VT _Si будет примерно на 0,6 В меньше, чем V_Б, а для VT_Ge примерно на 0,2 В меньше, чем V_Б, т.е. (ΔV_Э(Si) = 0,6 и ΔV_Э(Ge) = 0,2).

В результате получим: V_Э = V_Б – ΔV_Э(Si) = 2 – 0,6 = 1,4 В.

Для схемы (рис. 4.1) характерны следующие зависимости:

I_Э ≈ U_ВХ/R_Э, I_К ≈ U_ВЫХ/R_К. Полагая, что I_Э ≈ I_К, получим зависимость:

U_ВХ/R_Э = - U_ВЫХ/R_К, в соответствии с которой К_U = - U_ВЫХ/U_ВХ ≈ - R_К/R_Э.

Записав условие I_К ≈ I_Э ≈ U_Э/R_Э, получим: R₄ = R_Э =V_Э/I_Э = 1,4/0,003 = 466 Ом.

Величину R_К = R₃ выбирают так, чтобы падение U_RЭ и V_Э были близкими. Это обеспечит максимально возможную амплитуду усиленного сигнала.

R₃ = R_К = (E_И –ΔV_Э)/2I_Э = (10–0,6)/(2∙0,003) = 1560 Ом.

Ток базы транзистора составит: I_Б = I_К.НОМ/β_МИН = 3/30 = 100 мкА.

База транзистора присоединена к делителю напряжения образованному резисторами R₁, R₂. Ток I_Д через R₁, R₂ берут в 3÷5 раз больше тока базы.

Возьмем I_Д = 4∙I_Б = 0,4 мА. Тогда R₂ = U_R2/I_Д =2/0,0004 = 5 кОм. (U_R2=V_Э).

U_R1 = E_К – U_R2 = 10 – 2 = 8 В. R₁ = U_R1/I_Д = 8/0,0004 = 20 кОм.

* Доопределить остальные параметры схемы используя выр. 4.1 - 4.20.

Пример 4.3. Расчет параметров схемы усилителя класса АВ (рис. 4.3).

Дано: Р_Н = 1 Вт, R_Н = 28 Ом, Е_Г = 300 мВ, r_Г = 300 Ом.

Решение:

1) Требуемое амплитудное значение тока I_Кm подведенное к нагрузке составит:

I_Кm=2Р_VT/R_Н = 21,1/28 = 0,28 А.

I _К.Нагр = 0,28/2 =0,2; (Р_VT1,1Р_Н=1,1 Вт).

2) Напряжение U_ОСТ должно отсекать нелинейную часть характеристики.

Пусть U_КЭ.Мин  U_ОСТ  1 В.

3) Найдем требуемую амплитуду U_Вых. на нагрузке U_Кm= 2Р_VT/I_m=21,1/0,28=7,85 В.

4) Необходимое напряжение источника питания (ЭДС):

Е_И  U_ОСТ + U_Кm = 1+7,85 = 8,85 В. Возьмем Е_И с запасом. Пусть Е_И = 10 В.

5) По значению Р_VT и U_КЭ.Мах. выбираем по справочнику комплементарную пару VТ₁ и VТ₂ - КТ814 и КТ815. для которых коэффициент передачи тока  _Мин = 25.

Тогда I_Бm = I_Кm / = 0,28/25 = 0,0112 А ≈ 11 мА

6) Определим резисторы R₁÷R₄ в цепи базового делителя:

Зададим I_К.Нач из условия I_К.Нач = (0,03÷0,06)I_К.m.VT.

Пусть I_К.Нач =0,03I_К.m = 0,030,28 = 8,4 мА, тогда I_Б.Нач = I_К.Нач/=8,4/25=0,336 мА.

Из входных характеристик возьмем U_{БЭ.Нач.(Si)}  (½)U_ОСТ = 0,5 В.

Примем ток делителя равным I_Д = 3I_Б.Нач. = 30,336 мА = 1 mА,

тогда R₁ = R₄ =(Е_К –U_БЭ.Нач)/(I_Д +I_БЭ.Нач) = (10-0,5)/(1,0+0,336) ≈ 7,1 кОм,

R₂ = R₃ = U_{Б.Э.Нач.}/I_Д =0,5/0,001 ≈ 0,5 кОм. R_Э = R_5,6 = R_Н/(4,5)= 28/4,5 = 6,2 Ом.

7) Полагаем, что r_ВХ1 =V_Б∙I_Б. Если падение напряжения на эмиттерном переходе мало, то им можно пренебречь, тогда V_Б  I_Э∙R_Э и I_Э.Нач = I_Б∙(+1). V_Б  0,054.

Следовательно r_ВХ = I_Б∙(+1)∙(R_Э/I_Б) - но это без учета сопротивления r_Э.

На практике r_Э1 < R_Э1 и r_Б1 < I_Б1∙(+1). r_ВХ ≈ R_Э(+1) = 161 или r_ВХ1 = h₁₁=Δu₁/Δi₁.

Входное сопротивление каскада: r_ВХ  (R_Н + R_Э) = 25(28+6,2) = 885 Ом.

8) Амплитуда входного тока VТ₁

I_ВХ.m = U_ВХ.m/(R_Г + r_ВХ)  Е_Г /(r_Э + R_Э) = 0,3/25(5+6,2)  0,0010 А .

10) Коэффициент усиления по мощности:

К_Р = Р_Н/Р_ВХ = 2Р_Н /U_ВХ.mI_ВХ.m = 21,1/0,30,001 = 7333.

Литература

1. Рекус Г.Г. Основы электротехники и промышленной электроники в примерах

и задачах с решениями: Учебное пособие. – М.: Высш. шк., 2008. – 343 с.

2. Гусев В.Г., Гусев Ю.М. Электроника. – М.: Высш. шк., 2001. – 620 с.

3. Березкина Т.Ф., Гусев Н.Г. Задачник по общей электротехнике с основами

электроники. – М .: Высш. шк., 2001. – 377 с.

4. Алиев И.И. Электротехнический справочник. – М.: Радио, 2000. – 384 с.

РГР № 4. ЗАДАНИЕ ДЛЯ САМОСТОЯТЕЛЬНОГО РЕШЕНИЯ

1. Выполнить расчет усилителя класса А и АВ - соединив их последовательно.

2. Для усилителя кл. А - задано R_Н; для усилителя кл. АВ – задан ток в нагрузке I_Н.

• Значение R_Н, либо I_Н в таблице могут быть заданы ориентировочно и требуют проверки.

Т аблица 4. Биполярные транзисторы сгруппированы в 2 строки (комплементарная пара)

Рабочие параметры транзисторов											Исходные параметры для расчета
	ТИП	h 21Э (β)	UКЭ (В)	IК.Мах (А)	IК.об μА	PМах (Вт)	fГР. мГц	СК Пф	UКЭ Нас	UБЭ Нас	EП В	IН. А	RН Ом	UВХ mB	fМИН Гц	rИСТ кОм	fМАХ кГц
1 npn	КТ201	20…60	20	0,03	1	0,15	30	100	1		16		4400	140	300	1	30
1 pnp	КТ203	15…40	30	0,03	1	0,15	30	100	0,4		16	0,03		60	400	1	40
2 npn	КТ206	40…80	15	0,05	1	0,15	35	80	1 B		12		2200	30	500	0,8	50
2 pnp	КТ208	20…60	20	0,05	1	0,20	45	80	0,3		12	0,05		125	50	0,8	5
3 npn	КТ503	40..120	40	0,15	1	0,35	25	65	0,6		18		1800	60	70	1,2	7
3 pnp	КТ502	40…120	40	0,15	1	0,35	35	65	0,6		18	0,10		80	270	1,2	27
4 npn	КТ504	15…50	300	0,50	10	0,50	40	60	1,0		24		1200	50	200	1,4	20
4 pnp	КТ501	20…60	15	0,30	1	0,35	25	60	0,4		24	0,25		125	420	1,4	40
5 npn	КТ312	25…60	20	0,06	1	0,20	80	50	0,5		15		3000	30	100	0,9	10
5 pnp	КТ313	30…100	50	0,35	0,5	0,15	200	50	0,5		15	0,05		63	150	0,9	15
6 npn	ГТ311	20…60	20	0,08	0,5	0,30	250	40	0,3		22		2500	220	125	1	12
6 pnp	ГТ313	40…100	25	0,08	0,05	0,15	100	40	0,1		22	0,08		120	250	1	25
7 npn	КТ315	20…90	25	0,10	1	0,15	150	45	0,4		20		3000	55	75	1,1	8
7 pnp	КТ361	20…80	25	0,05	1	0,15	100	45	0,4		20	0,05		350	55	1,1	5
8 npn	КТ339	25…50	25	0,15	1	0,25	100	55	0,6		12		3300	40	125	0,5	12
8 pnp	КТ337	30…60	12	0,05	1,0	0,15	500	55	0,2		12	0,04		140	25	0,5	5
9 npn	КТ342	25…250	30	0,05	1	0,25	100	45	0,1		16		4400	25	40	0,6	4
9 pnp	КТ343	30…60	17	0,05	1	0,15	100	45	0,3		16	0,03		150	140	0,6	14
10 npn	КТ358	25…100	15	0,06	10	0,20	80	40	0,8		14		2700	35	50	0,7	5
10 pnp	КТ357	20…100	12	0,04	5	0.15	100	40	0,3		14	0,04		85	350	0,7	35
11 npn	КТ3102	50…200	30	0,10	0,05	0,25	100	35	0,5		16		1600	120	60	0,8	10
11 pnp	КТ3107	70…140	30	0,10	0,1	0,30	200	35	0,5		16	0,10		200	80	0,8	8
12 npn	КТ373	20…60	10	0,05	0,5	0,15	600	30	0,4		18		2000	50	70	0,9	7
12 pnp	КТ3126	25…100	30	0,03	0,5	0,15	500	30	0,4		18	0,04		150	170	0,9	20
13 npn	КТ3117	40… 200	60	0,06	10	0,30	400	25	0,6		20		2500	30	80	1	8
13 pnp	КТ3127	25…150	20	0,06	1,0	0,10	600	25	0,4		20	0,06		230	280	1	28
15 npn	КТ316	20…60	10	0,06	0,5	0,15	600	25	0,4		12		2800	100	100	1,2	10
15 pnp	КТ326	25…100	30	0,06	0,5	0,15	500	25	0,4		12	0,06		200	60	1,2	16
16 npn	КТ368	50…300	15	0,13	0,5	0,22	900	20	0,4		14		4200	80	70	0,4	14
16 pnp	КТ363	40…120	18	0,13	0,5	0,15	800	20	0,35		14	0,13		180	120	0,4	12
17 npn	КТ3142	25…100	40	0,15	1,0	0,30	600	30	0,4		20		2200	120	30	0,5	5
17 pnp	КТ3128	25…100	40	0,15	1,0	0,30	600	30	0,4		20	0,12		80	80	0,5	8
18 npn	КТ608	25…80	60	0,4	10	0,50	100	50	1,0		16		1000	70	55	0,6	6
18 pnp	КТ626	30…80	45	0,45	10	3	45	50	0,85		16	0,25		170	250	0,6	25
19 npn	КТ630	40…120	60	0,2	1,0	0,5	50	55	0,3		22		800	250	40	0,7	4
19 pnp	КТ632,9	40…100	45	0,8	0,1	3	80	55	0,50		22	0,20		25	140	0,7	14
20 npn	КТ646	40…200	60	0,8	10	3	200	40	0,85		18		600	130	50	0,8	5
20 pnp	КТ644	40…100	45	0,8	0,1	3	80	40	0,50		18	0,40		300	150	0,8	15
21 npn	КТ972	> 600	60	3	1ма	8	100	35	1,5		15		400	200	60	0,6	12
21 pnp	КТ973	> 600	60	3	1ма	8	100	35	1,5		15	1,0		120	260	0,6	25
22 npn	КТ815	40…80	36	1,5	50	10	30	90	0,6		24		300	50	100	0,5	10
22 pnp	КТ814	40…80	36	1,5	50	10	30	90	0,6		24	0,8		150	40	0,5	4
23 npn	КТ817	25…60	36	6	100	25	30	100	0,6		20		200	40	90	0,4	10
23 pnp	КТ816	25…60	36	6	100	25	3	100	0,6		20	1,2		140	72	0,4	7
24 npn	КТ819	15…60	32	10	1 ма	60	3	80	2,0		16		150	100	30	0,3	15
24 pnp	КТ818	15…60	32	10	1 ма	60	3	80	2,0		16	2,5		210	130	0,3	12
25 npn	КТ829	> 600	35	5	200	40	7	65	2,0		14		80	30	40	0,2	5
25 pnp	КТ853	> 600	35	5	200	40	7	65	2,0		14	2,0		300	140	0,2	14