Санкт-Петербургский Государственный Университет Телекоммуникаций

им проф. М.А. Бонч-Бруевича

Курсовой проект по дисциплине:

«Радиоприёмные устройства»

на тему: «Приёмник базового блока радиотелефона с частотной модуляцией».

Выполнила: студентка гр. Р-88

Титаренко В.Р.

Проверил: Устименко В.М.

Дата

Оценка

Санкт – Петербург

2012

Оглавление

Оглавление 1

Введение 10

1. Эскизный расчет структурной схемы приемника 12

1.1. Выбор значения промежуточной частоты 12

1.2. Выбор избирательной системы тракта ПЧ 12

1.3. Определение числа и типа избирательных систем преселектора 13

1.4. Выбор способа и элемента настройки 14

1.5. Выбор детектора сигнала 14

1.6. Определение требуемого усиления ВЧ тракта 15

1.7. Оценка коэффициента передачи входного устройства 15

1.8. Выбор активного прибора УРЧ и оценка коэффициента передачи УРЧ 15

1.9. Выбор активного прибора и оценка коэффициента передачи ПрЧ 16

1.10. Определение структуры тракта УПЧ 16

1.11. Проверка реализации требуемого отношения сигнал/шум на выходе приемника 17

1.12. Выбор ИМС УЗЧ, динамической головки и узлов блока питания 18

2.1. Расчет контуров преселектора 19

2.1.1. Выбор схемы контура 19

2.1.2. Расчет емкостей контура нерастянутого диапазона 20

2.1.3. Расчет индуктивности, полосы пропускания и проводимости контура 20

2.2. Выбор схемы входного устройства 20

2.3. Расчет схемы входного устройства 21

2.3.1. Исходные данные 21

2.3.2. Определение элементов связи контура с АП1 22

2.3.3. Определение элементов связи контура с антенной при 22

2.3.4. Расчет результирующих характеристик одноконтурного входного устройства 23

3. Расчет коэффициента нелинейности и напряжения шума АП1 26

3.1. Цели проектирования 26

В ТЗ требования по двухсигнальной избирательности заданы нормой на коэффициент интермодуляции 3-го порядка. 26

26

вызванный двумя помехами с амплитудами U_п1 и U_п2 и отстройками и . В общем случае K_им могут быть рассчитаны по следующим выражениям: 26

, где U_п1 – амплитуда помехи, ближе расположенной к частоте сигнала. Подбор транзистора АП1 и режима его работы с требуемым значением параметра нелинейности (ПНЛ) приводит к вариациям входной проводимости УРЧ g_вх а это, в свою очередь, к изменению коэффициента передачи входного устройства и чувствительности приёмника. В силу этого проектирование преселектора необходимо производить методом последовательного приближения. 26

3.2. Порядок проектирования 26

1блок. Выбор транзистора и начального режима его работы: начальных значений постоянной составляющей тока I_0нач, проводимости прямой передачи g₂₁₀, входной проводимости g₁₁, входной ёмкости С₁₁, оптимальной проводимости источника сигнала g_гопт, коэффициента шума АП1 K_шАП. 26

2блок. Расчёт параметров входного устройства при выбранном режиме работы АП1. 26

В результате расчёта должны быть получены значения следующих величин, необходимых для дальнейшего проектирования: 26

минимальное и максимальное значения коэффициента передачи входного устройства (K_0вхмин и K_{0вхмакс}) в пределах рассчитываемого поддиапазона. 26

значение добротности Q_кэ и полосы пропускания на частотах настройки, соответствующих K_0вхмин и K_{0вхмакс}. 26

3блок. Проверка требований по двухсигнальной избирательности. Рассчитываем напряжения сигнала и помех на входе АП1 при настройке на f_0вх = f_макс: 26

где - ослабление i-ой помехи в одноконтурном входном устройстве при заданной отстройке . Значение обобщённой расстройки рассчитывается по выражению 26

Для определения параметра нелинейности необходимо рассчитать g₂₁₀*R, где g₂₁₀ значение проводимости прямой передачи(крутизны) в исходной рабочей точке, R – суммарное сопротивление в цепи эмиттера или истока транзистора, обуславливающее отрицательную обратную связь по переменному току. 26

Параметры α, r_б’, r_и’ берутся из справочных данных на транзистор. При их отсутствии принимаются средние значения α=0.97, r_б’ = r_и’ = 50 Ом. 27

Значение g₂₁₀ для биполярного транзистора принимается равным g₂₁₀ = 30* I₀, где I₀ – постоянная составляющая тока транзистора в исходном режиме. 27

4блок. Пересчёт параметров транзистора при изменении режима или введении резистора обратной связи. 27

При изменении режима по постоянному току в первом приближении можно считать, что изменяется только проводимость прямой передачи. Её новое значение определяется пропорциональным пересчётом: 27

для БТ: g₂₁₀ = g_210нач*(I₀/I_0нач), где g_210нач – значение параметра в начальном режиме (при I_0нач). 27

При введении резистора обратной связи заметно изменяются также входная и выходная проводимости. Новые значения параметров АП1: 27

= g₂₁ = g₂₁₀/F, g_вх = g₁₁₀/F, g_вых = g₂₂₀/F, где F = 1 + g₂₁₀*R – глубина ООС, индекс «0» имеют параметры при отсутствии обратной связи. 27

Коррекцию параметров АП1 рекомендуется начать с введения резистора в эмиттерную цепь. Если при этом становится меньше 3…5 мСм, следует изменить режим по постоянному току. 27

Рассчитываем новое значение g_гопт = (3…10)g_вх и повторяем расчёт входного устройства. 27

5блок. Расчёт напряжения шума АП1. 27

При rэ < r’_б используем справочные данные K_шмин и g_гопт и определяем K_шАП1 в реальной схеме: 27

, где g_г – эквивалентная проводимость генератора, известная из расчёта входного устройства. 27

Рассчитываем квадрат суммарного напряжения шума на входе АП1, создаваемого транзистором и проводимостью g_г: 27

, где k = 1.38*10^-23 Дж/К, T₀ = 293 К, - полоса пропускания тракта ПЧ приёмника. 27

Рассчитываем получившееся значение U_швх1 = . 27

3.3. Расчёт 27

Использовав при проектировании метод последовательного приближения и проведя несколько циклов расчётов получаем, что условия требования ТЗ по двухсигнальной избирательности и шумам АП1 будут выполнены при использовании транзистора КТ339, в эмиттерную цепь которого включён резистор ООС r_э = 145 Ом. Параметры транзистора КТ339 без учёта влияния r_э были приведены в пункте 1.8. Следовательно необходимо пересчитать параметры АП1 с учётом r_э. 27

4блок. Пересчёт параметров транзистора: 27

R = r_э + r’_б *(1 – α) = 145 + 30*(1 – 0.97) = 145.9 Ом, 28

g₂₁₀ = 30*I₀ = 30*2*10^-3 = 0.06 См, 28

g₂₁₀*R = 145.9*0.06 = 8.754, 28

F = 1 + g₂₁₀*R = 1 + 8.754= 9.754, 28

= g₂₁₀/F = 0.06 /9.754 = 6.151 мСм, 28

g_вх = g_110/F = 0.4/9.754= 0.041 мСм, 28

g_гопт = (3…10)*g₁₁ = 10*0.041*10^-3 = 0.41 мСм, 28

g_вых = g₂₂₀/F = 7.9*10^-6/9.754 = 0.809 мкСм. 28

Пересчитанные параметры транзистора были использованы при расчёте входного устройства. Режим работы транзистора по постоянному току был изменён(I₀ = 2 мА) для уменьшения глубины ООС и уменьшения напряжения шума транзистора. 28

2блок. Рассчитанные параметры входного устройства: 28

Результаты расчёта: 28

f_макс = 42.84 МГц, 28

K_0вх = 3.861, 28

Q_вх = 81.761, 28

=524 кГц. 28

3блок. Рассчитываем K_им2,1 на f_макс. 28

f_п1 = f_0макс + 450*10³ = 42.84*10⁶ + 0.45*10⁶ = 43.29 МГц, 28

f_п2 = f_0макс + 990*10³ = 42.84*10⁶ + 0.99*10⁶ = 43.83 МГц, 28

U_Ап1 = 30 мВ, 28

U_Ап2 = 33 мВ. 28

Стандартный испытательный сигнал U_ст = 1 мВ. 28

1/В². 28

На f_макс определяем напряжение сигнала и помех на входе АП1: 28

U_свх = U_ст*K_0вх=3.861 мВ, 28

28

28

U_п1вх = U_Ап1*K_0вх* = 30*10^-3*3.861*0.505 = 0.058 В, 28

28

28

U_п2вх = U_Ап2*K_0вх* = 33*10^-3*3.861*0.259 = 0.033 В, 29

29

0.9%. 29

5блок. Расчёт U_швх1: 29

U_швх1 = В, 29

U_швх1 = >0.9= В. 29

4. Расчет УРЧ и общих характеристик преселектора 30

4.1. Порядок расчета 30

4.2. Расчет резонансного коэффициента усиления УРЧ и чувствительности приемника 31

4.3. Расчет элементов цепей питания 34

4.4. Расчёт характеристик избирательности преселектора 35

Рассчитываем напряжение помех на входе преобразователя частоты: 40

f_п1 = 43.29 МГц, 40

U_Ап1 = 30 мВ. 40

. 40

40

40

f_п2 = 43.83 МГц, 40

U_Ап2 = 33 мВ. 40

. 41

41

. 41

Эти напряжения понадобятся при расчёте параметров многосигнальной избирательности преобразователя частоты. 41

5.Расчёт преобразователя частоты 42

5.1. Расчёт подключения нагрузки к преобразователю частоты 42

5.2. Проверка выполнения требований ТЗ к многосигнальной избирательности приёмника 43

При недостаточном ослаблении помех в преселекторе в ТЗ нелинейные эффекты могут возникнуть и в преобразователе частоты, ухудшив параметры многосигнальной избирательности приёмника в целом. 43

Транзисторы преобразователя частоты ИМС К174ПС1 имеют глубину ООС по переменному току F = 1 + g₂₁₀*R ориентировочно равную 2. При такой глубине ОС значение параметра нелинейности приблизительно равно 95 В^-2. 43

По приведённым ранее выражениям для K_им2,1 рассчитываем коэффициент нелинейности преобразователя частоты. Необходимые для этого расчёта уровни сигнала и помех на входе преобразователя частоты определены в п.4.3. 43

, 43

, 44

44

44

44

Рассчитываем значения результирующего коэффициента нелинейности приёмника: 44

44

1%, что удовлетворяет требованиям ТЗ. 44

6. Расчёт гетеродина 45

Расчёт гетеродина приёмника включает в себя следующее. 45

Определение структуры контура гетеродина и параметров его элементов, исходя из требуемой точности сопряжения настроек гетеродина и преселектора. 45

Подбор температурных коэффициентов ёмкостей дополнительных конденсаторов, включённых в контур гетеродина, для обеспечения температурной стабильности его частоты. 45

Расчёт автогенератора, являющегося источником напряжения гетеродина для преобразователя частоты. 45

Автогенератор может быть выполнен как на отдельном транзисторе, так и на ИМС К174ПС1. 45

6.1. Расчёт сопряжения настроек гетеродина и преселектора 45

6.1.1. Задачи расчёта 45

Параметры элементов колебательного контура гетеродина при известных параметрах контура преселектора выбирают из соображений обеспечения сопряжения настроек гетеродина и преселектора с допустимой погрешностью. 45

Контур гетеродина перестраивается в диапазоне частот 45

от 45

f_гмин = f_мин + f_пч = 27.44*10⁶ + 10.7*10⁶ = 38.14 МГц, 45

до 45

f_гмакс = f_макс + f_пч = 42.84*10⁶ + 10.7*10⁶ = 53.54 МГц, 45

где f_мин и f_макс – крайние частоты настройки преселектора с учётом запаса по перекрытию. Контур гетеродина имеет коэффициент перекрытия по частоте 45

K_ДГ = f_гмакс/ f_гмин =53.54/38.14=1.404, 45

отличающийся от коэффициента перекрытия по частоте контура преселектора 45

. 45

что и вызывает погрешность сопряжения при одноручечной настройке. 45

Погрешность сопряжения определяется выражением 45

δf_сопр = f_сопр/f_0прес = (f_г – f_0прес - f_пч)/ f_0прес , 45

где f_0прес – частота настройки преселектора, изменяющаяся от f_мин до f_макс. Значительная погрешность сопряжения приводит к различию частот настройки преселектора и приёмника в целом, в результате чего ухудшается чувствительность и избирательность приёмника. 45

Задача состоит в определении числа и частот точного сопряжения, максимальной в диапазоне частот погрешности сопряжения, структуры и параметров контура гетеродина. При использовании идентичных элементов настройки в преселекторе и гетеродине точное сопряжение можно получить только в одной, двух и трёх точках диапазона. 45

6.1.2. Выбор числа точек точного сопряжения 46

Число точек точного сопряжения определяется значением коэффициента перекрытия по частоте рассчитываемого диапазона K_д. 46

Так как K_д = 1.561 необходимы три точки. 46

f1 = f_мин* K_д^0.067 = 27,44*10⁶*1.561^0.067 = 28.27 МГц, 46

f2 = f_мин* K_д^0.5 = 27.44*10⁶*1.561^0.5 = 34.29 МГц, 46

f3 = f_мин* K_д^0.933 = 27,44*10⁶*1.561^0.933 = 41.58 МГц. 46

При условии равенства абсолютных погрешностей сопряжения в худших точках диапазона максимальная относительная погрешность сопряжения при двух точках сопряжения определяется по номограмме, на которой мы отмечаем точками Кд и fпч/fмакс и проводим между ними линию, получая тем самым сопряжение: 46

46

46

Полученное значение не превышает . 46

6.1.3. Определение структуры контура гетеродина и расчёт его параметров 46

Структура контура гетеродина определяется структурой контура преселектора и числом точек точного сопряжения. 46

46

Сопряжение в трех точках. 46

Независимо от структуры контура рассчитываем ряд вспомогательных величин: 46

a=(f1+f2+f3)/fмин=(28.27+34.29+41.58)/27.44=3.795 47

b=(f1*f2+f2*f3+f1*f3)/fмин²=(28.27*34.29+34.29*41.58+28.27*41.58)/27.44²=4.742 47

c=f1*f2*f3/fмин³=28.27*34.29*41.58/27.44³=1.951 47

e=fпч/fмин=10.7/27.44=0.39 47

d=a+2*e=3.795+2*0.39=4.575 47

j=0.5*(b*d-c)/e=0.5*(4.742*4.575-1.951)/0.39=25.316 47

m=a*d+e²-b+j=3.795*4.575+0.39²-4.742+25.316=38.089 47

n=(e²j+c*d)/m=(0.39²*25.316+1.951*4.575)/38.089 = 0.335 47

Простой контур: 47

47

47

47

47

При сопряжении в трех точках диапазона в процессе налаживания приемника сначала с помощью подстроечного конденсатора и подвижного сердечника катушки гетеродина добиваются, чтобы при крайних положениях ручки настройки приемник был настроен на частоты: 47

f^’мин = fмин*(1+) = 27,43 МГц, 47

f^’макс = fмакс*(1-) = 42,82 МГц. 47

По известным значениям емкостей контура гетеродина рассчитывают минимальную и максимальную емкости контура, соответствующие максимальной и минимальной частотам настройки гетеродина: 47

47

6.1.4. Расчёт индуктивности контура гетеродина 47

47

6.2. Расчёт гетеродина на отдельном транзисторе 47

Построение гетеродина на отдельном транзисторе рекомендуется в том случае, когда необходимо обеспечить лучшие качественные показатели приёмного тракта: более высокую стабильность частоты, малую зависимость амплитуды генерируемых колебаний, а следовательно и крутизны преобразования от частоты настройки. При этом необходимо использовать стабилизированный источник питания. 47

Проектирование состоит из выбора схемы гетеродина, определения параметров элементов связи контура гетеродина с транзистором, обеспечивающих устойчивую генерацию, а также связи автогенератора с преобразователем частоты для подачи необходимого напряжения. 48

На рис.1 представлена схема транзисторного автогенератора, перестраиваемого в диапазоне частот, который определяется параметрами колебательного контура. напряжение, подаваемое на преобразователь частоты, снимается с резистора R_э4 в эмиттерной цепи транзистора, что обеспечивает хорошую развязку цепей автогенератора и преобразователя. 48

Амплитуда напряжения обратной связи, подаваемого на эмиттер (амплитуда напряжения в точке А при R_э2 = 0), необходимая для получения устойчивой генерации приблизительно равна 70…100 мВ. Если на преобразователь частоты нужно подать такое же напряжение, то резистор Rэ3 может отсутствовать. 48

Наличие сопротивления R_э2 не является необходимым условием для работы гетеродина. Однако при его отсутствии требуемый коэффициент включения контура во входную цепь транзистора р₁ может оказаться столь малым, что его будет трудно реализовать. Включение R_э2 позволяет увеличить р₁, так как оно принимает на себя избыточное напряжение обратной связи. Кроме того R_э2 создаёт некоторую отрицательную обратную связь по переменному току и этим несколько уменьшает амплитуды высших гармоник автогенератора. 48

Так как сумма сопротивлений R_э2, R_э3 и R_э4 может оказаться недостаточной для стабилизации режима транзистора оп постоянному току, то необходимо ввести R_э2, зашунтированный конденсатором С_э. Эту цепочку можно было бы включить между R_э2 и корпусом, однако практика показывает, что включение дополнительных элементов во входную цепь транзистора смесителя нежелательно. 48

6.2.1. Расчёт элементов цепей питания транзистора 48

6.2.2. Расчет связей контура с входной и выходной цепями транзистора 49

7. Расчёт детектора сигналов 51

8. Расчёт тракта промежуточной частоты 54

8.1. Расчёт резонансного каскада УПЧ 54

8.2. Расчёт общих характеристик тракта УПЧ 55

9. Конструктивный расчёт катушки гетеродина 55

В радиоприёмных устройствах используются катушки индуктивности с однослойными и многослойными намотками. При однослойной намотке витки располагаются на цилиндрической поверхности в один слой. При плотном расположении витков, разделяемых лишь изоляцией провода, получается сплошная однослойная намотка: при расположении витков на некотором расстоянии друг от друга – намотка с шагом. Катушки индуктивности обычно выполняются с ферритовыми сердечниками, что позволяет уменьшить размеры катушке, увеличить их добротность и производить регулировку индуктивности. Наибольшее применение нашли цилиндрические сердечники, достоинства которых заключаются в простоте и возможности применения в типовых катушках без существенного изменения их конструкции. Гладкие цилиндрические ферритовые сердечники для возможности перемещения снабжены изоляционной втулкой с нарезкой. Сердечник увеличивает индуктивность катушки в µ_с раз и следовательно, индуктивность катушки без сердечника должна быть меньше: 55

L_в = L/ µ_с 56

Такая катушка обладает меньшим числом витков, потери в проводе намотки будут меньше, что увеличивает добротность индуктивности. Величина действующей магнитной проницаемости сердечника µ_с зависит от соотношения его размеров с размерами катушки. Магнитный сердечник вносит в катушку индуктивности дополнительные потери, которые учитываются коэффициентом δ_с. Для устранения взаимных влияний катушки часто заключаются в экраны из алюминия толщиной 0.2…0.5 мм. Индуктивность катушки зависит от числа витков и её геометрических размеров. Поскольку размеры катушки связаны с числом её витков и, следовательно, известны не полностью, расчёт числа витков ведётся методом последовательного приближения. При расчёте необходимо выбрать вид намотки, тип и размеры каркаса. Размеры каркаса определяются размерами применяемого магнитного сердечника. Для того чтобы повысить действующее значение магнитной проницаемости сердечника, диаметр каркаса не должен существенно превышать диаметр сердечника. Влиянием экрана не величину L можно пренебречь. Диаметр экрана должен быть в 1.5 – 2 раза больше диаметра намотки катушки. 56

9.1. Однослойная намотка 56

Катушки индуктивности с однослойной намоткой применяются в диапазонах КВ.В радиовещательных приёмниках обычно используются гладкие цилиндрические каркасы диаметром 7 мм. Применяемый цилиндрический сердечник из феррита марки 100 НН диаметром 2.86 мм и длиной 12 или 14мм для возможности перемещения для подстройки вклеивается в резьбовую втулку с наружной резьбой М-5. 56

Поскольку диаметр каркаса более чем в два раза больше диаметра сердечника, значение действующей магнитной проницаемости невелико и составляет µ_с = 1.8…2. 56

Диаметр провода таких катушек принимается в пределах 0.15…0.4 мм. Больший диаметр используется на более высокочастотных диапазонах. Марка провода ПЭЛ, ПЭВ, ПЭЛШО. 56

Исходные данные: 56

L = 4.215 мкГн, - индуктивность полученная при электрическом расчете узла 56

Lсв1 = 1.9 мкГн, - индуктивность катушки связи 56

Lсв2 = 8.804 мкГн, - индуктивность катушки связи 56

Lв = 2.342 мкГн – индуктивность катушки без сердечника 56

D = 7 мм, - наружный диаметр каркаса 56

µ_с = 1.8 - действующая магнитная проницаемость сердечника 56

δ_с = 0,3 - коэффициент, учитывающий потери в сердечнике 56

α_н = 1.2, - коэффициент неплотности намотки 57

d = 0.15 мм, - диаметр провода 57

d_из = 0.18 мм (ПЭЛ, ПЭВ) – диаметр в изоляции 57

Рассчитываем число витков катушки: 57

, где 57

57

Определяем длину намотки: 57

мм. 57

Рассчитываем число витков катушек связи: 57

Lв=Lсв1 57

, где 57

57

Определяем длину намотки: 57

мм. 57

Lв=Lсв2 57

, где 57

57

Определяем длину намотки: 57

мм. 57

9.2. Расчёт добротности катушки индуктивности 57

Добротность катушки индуктивности зависит от её сопротивления потерь. Сопротивление потерь складывается из сопротивления проводу току высокой частоты, сопротивления за счёт диэлектрических потерь в каркасе и сопротивлений, вносимых потерями в сердечнике и экране. При правильно сконструированной катушке индуктивности потери в экране и диэлектрические потери невелики и ими можно пренебречь. 57

Используемые упрощённые формулы могут приводить к ошибке определения добротности порядка 20..30%. Рассчитаем сопротивление обмотки постоянному току: 57

Ом. 57

Определим коэффициент, учитывающий увеличение сопротивления провода на высокой частоте за счёт поверхностного эффекта: 58

где f – промежуточная частота приемника. 58

Рассчитаем сопротивление потерь в проводе на высокой частоте: 58

58

Оцениваем сопротивление потерь в катушке с учётом сердечника: 58

Ом. 58

Определяем добротность катушки индуктивности на частоте 10,7 МГц: 58

58

Полученное значение добротности удовлетворительно. 58

58

10. Заключение 59

Список литературы 60

Приложения 61

Приложение 1. Параметры варикапа КВ109А 61

Схема конструктивная: 61

61

Приложение 2. ИМС К174ПС1 62

Схема принципиальная электрическая: 62