
- •Розділ 10. Розрахунки та проектування цифрових кмдн – інверторів
- •10.1. Розрахунки основних параметрів мдн – транзистора з коротким каналом
- •10.2. Розрахунки затримки передавання сигналу при вмиканні
- •10.3. Приклад розрахунків кмдн – інвертора
- •10.3.1. Вибір базового структурно-топологічного варіанта
- •10.3.2. Визначення концентрації домішки в основі і напруги живлення
- •10.3.3. Розрахунки терміну затримки передавання сигналу
- •Рекомендована література
Розділ 10. Розрахунки та проектування цифрових кмдн – інверторів
10.1. Розрахунки основних параметрів мдн – транзистора з коротким каналом
Ефективна довжина каналу сучасних МДН - транзисторів менше 1 мкм. Для нових розробок довжина каналу 0,1 мкм і менше. Це впливає на механізм перенесення носіїв через канал транзистора і вимагає використання складніших моделей транзистора. При аналізі МДН – транзисторів з коротким каналом будемо використовувати відомі аналітичні вирази для основних параметрів звичайного польового транзистора з ізольованим заслоном і "довгим" каналом.
Такий
аналіз з урахуванням розподілених
рухливого і нерухомого зарядів при
рівномірному розподілі легуючої домішки
в основі
дає при UDS
≤
UD.sat
наступне рівняння ВАХ:
|
(10.1) |
де
μS
-
рухливість носіїв у каналі у слабкому
електричному полі; Сox
- питома ємність підзаслінного діелектрика;
UGS
- напруга заслін - витік; UFB
- напруга плоских зон;
-
поверхневий потенціал; UDS
- напруга стік – витік; εS
= 12 - діелектрична проникність силіцію;
N
- концентрація домішки в кристалі.
Якщо прийняти, що заряд
|
(10.2) |
в області просторового заряду не змінюється, а всі реальні зміни заряду виразити за допомогою функції
|
(10.3) |
то рівняння (10.1) можна перетворити до виду
|
(10.4) |
де
|
(10.5) |
|
(10.6) |
Вираз (10.4) має вид нормального рівняння для лінійної ділянки ВАХ. Але в цьому виразі присутня модифікована електричним полем порогова напруга - UGST.E . Модифікація виражається у введенні функції F(UDS), що не залежить від геометричних розмірів транзистора. Як правило, при UDS << ФB (тобто при дуже малій різниці потенціалів між стоком і витоком) F(UDS )= 1 і UGST.E = UGST :
|
(10.7) |
Тому функціонально залежним буде заряд у основі (кристалі)
|
(10.8) |
У міру того як розміри областей просторового заряду витоку і стоку стають порівняними з розміром ефективної (обумовленої електричними режимами) довжини каналу Le , спостерігається ефект поділу зарядів. Він полягає в тому, що додатковий заряд у основі створюється спільно джерелами заслінної, витокової і стокової напруги.
Коли
витокові
і стокові
області
об'ємного заряду перекриваються,
відбувається зниження потенційного
бар'єра між витоком і стоком, що сприяє
інжекції носіїв із стоку. Це призводить
до подальшого зниженням ефективної
порогової напруги. Як наслідок, транзистор
може завжди знаходитися в частково
провідному стані.
Для надійного функціонування МДН – транзисторів небажано допускати режими, коли можливо змикання областей об'ємного заряду стоку і витоку. Задаючись критерієм
|
(10.9) |
можна цілком виключити явище змикання областей. Прийняття цієї умови може спростити проектування схем загального призначення.
Якщо як базовий критерій для WD і WS взяти умову
|
(10.10) |
то перекриття областей можна цілком виключити. У першому наближенні можна прийняти
|
(10.11) |
|
(10.12) |
|
(10.13) |
Тоді
|
(10.14) |
Із рівняння (10.14) визначимо середню концентрацію домішки в основі
|
(1(10.15) |
Це і є необхідна середня концентрація домішки в основі, яка забезпечить виконання умови (10.10).
Повертаючи до виразу (10.5), що визначає ефективну порогову напругу з урахуванням збільшення заряду QB, можна тепер урахувати зменшення терма рівняння (|QB0|/C0X)F(UDS) за рахунок простого поділу зарядів
|
(10.16) |
де δ - коефіцієнт поділу зарядів.
Можна показати, що в міру наближення напруги стік - витік до UD.sat (при UGS ≈ UDD) збільшується як F(UDS), так і δ. Якщо концентрацію вибрати згідно із виразом (10.15), тo
|
(10.17) |
Отже, при IDS = ID.sat одержуємо UGST.Е UGST і вираз (10.4) можна апроксимувати
|
(10.18) |
Цей результат звичайно спрощує наступний аналіз і розрахунки схем, оскільки порогова напруга виявляється практично постійною і рівною своєму розрахунковому значенню.
У рівнянні (10.18) ще не врахована залежність коефіцієнта k від вертикального і горизонтального електричних полів і ефектів модуляції довжини каналу. Вплив вертикального і горизонтального електричних полів на k можна врахувати зменшенням рухливості носіїв у каналі транзистора. Ефективна рухливість носіїв
|
(10.19) |
де
|
(10.20) |
де
θ - коефіцієнт зменшення рухливості
вертикальним електричним полем;
-
коефіцієнт насичення швидкості носіїв;
vмакс
- асимптотична максимальна швидкість
носіїв.
Використовуючи ці уточнені вирази для рухливості носіїв, одержуємо
|
(10.21) |
Відносно модуляції довжини каналу можна стверджувати, що при переході транзистора в область насичення, коли швидкості носіїв виявляються обмеженими, збільшення IDS при збільшенні UDS відносно UD.sat буде незначним. Рухливі носії зарядів вносять свій власний внесок в об'ємний заряд, що практично усуває вплив збідненої області біля стокового кінця каналу. Коли струм IDS досягає ID.sat (відразу після виходу з лінійної області ВАХ), далі можна не враховувати зменшення ефективної довжини каналу ∆Le при оцінці збільшення струму ID.sat, коли UDD стає більше UD.sat Тому вольт-амперну характеристику транзистора при напругах менш UD.sat можна представити в наступному виді:
|
(10.22) |
Напругу насичення UD.sat визначають за виразом:
|
(10.23) |
Струм насичення ID.sat визначають за виразом (10.22) замінивши UDS на UD.sat. Для більшості випадків виявляється, що при UGS = UDD напруга насичення UD.sat складає приблизно половину напруги джерела живлення (UDD /2) що значно менше UD.sat, що розраховують у слабкому електричному полі. Це дозволяє ввести додаткові спрощення при аналізі часових затримок в інверторі.