Часть 4. Элементная база

В этой главе приводятся краткие сведения о моделях компонентов радиоэлектронной аппаратуры (РЭА), имеющихся в программе ЕWВ. Дополнительные сведения по таким компонентам будут приводиться в других главах по мере их использования в конкретных схемах.

1. Источники тока

В общем случае источники тока могут быть представлены в виде генератора напряжения или генератора тока. Источники тока делятся на источники постоянного тока, переменного тока и управляемые (функциональные) источники. Кроме того, они подразделяются на измерительные источники и источники для электропитания.

Примером измерительного источника является рассмотренный в гл. 3 функциональный генератор. Из источников постоянного тока в качестве измерительного широко используется так называемый нормальный элемент (электрохимический источник), обладающий высокой стабильностью выходного напряжения и используемый в высокоточных образцовых установках для поверки вольтметров, амперметров и других измерительных приборов.

Источники для электропитания являются самыми массовыми устройствами. Их принято делить на первичные и вторичные. К первичным источникам относятся; электрогенераторы, преобразующие механическую энергию в электрическую, термоэлектрогенераторы, солнечные и атомные батареи, электрохимические источники. Во вторичных источниках тока производится преобразование тока первичного источника.

Источники постоянного тока в программе EWB представлены на рис. 4.1.

Рис. 4.1.Источники постоянного тока

Рис. 4.2. Окно задания ЭДС источника напряжения

Идеальный (с внутренним сопротивление Ri = 0) источник постоянного напряжения +5 В (рис. 4.1, а) предназначен, в основном, для логических схем. На рис. 4.1, б показан идеальный источник постоянного напряжения с задаваемой в диалоговом окне на рис. 4.2 ЭДС.

Значения параметров источника напряжения, характеризуемого ЭДС (Pull-Up Voltage) и внутренним сопротивлением (Resistance) (рис. 4.1, в), устанавливаются с помощью диалогового окна (см. рис. 4.3).

Рис. 4.3. Окно установки параметров источника напряжений

Установка тока идеального источника тока (рис. 4.1, г) производится аналогично установке ЭДС.

Источники переменного тока в программе EWB подразделяются на источники немодулированных (рис. 4.4) и модулированных (рис. 4.8) сигналов.

Для идеального генератора переменного напряжения (рис. 4.4, в) напряжение Voltage), частота (Frequency) и начальная фаза (Phase) синусоидального сигнала задаются в окне на рис. 4.5.

Рис. 4.4. Источники переменного тока

Рис. 4.5. Окно установки параметров источника синусоидального напряжения

Рис. 4.6. Окно установки параметров источника импульсного напряжения прямоугольной формы

Установка тока, частоты и начальной фазы идеального генератора переменного тока (рис. 4.4. б) осуществляется аналогично источнику синусоидального напряжения.

Идеальный генератор импульсного напряжения (рис. 4.4, в) является источником однополярных импульсов с задаваемыми амплитудой, частотой следования и коэффициентом заполнения (Duty Cycle, отношение длительности импульса к периоду следования — величина, обратная скважности) (окно на рис. 4.6).

При указанном на рис. 4.6 значении коэффициента заполнения 50% (длительность импульса равна половине периода) периодическая импульсная последовательность называется меандром. Такой сигнал может быть представлен в виде суммы гармонических составляющих (простых синусоид) путем разложения в ряд Фурье [35]:

U(x) = U_m/2 + (2U_m/π)[cos(2πF) - 0,333 cos(6πF) + 0,2cos(10πF) -...]. (4.1)

Первое слагаемое выражения (4.1) — постоянная составляющая, равная половине амплитуды Um, первое слагаемое в квадратных скобках — первая гармоника, второе — третья гармоника и т.д. В графическом виде такое разложение обычно представляется в виде так называемого линейчатого спектра, когда по оси X откладывается частота (номер гармоники), а по оси Y в виде вертикальной линии — амплитуда гармоники. Для получения такого спектра средствами программы EWB 5.0 (см. гл. 1) необходимо составить цепь из источника (рис. 4.4, в), резистора, заземления и применить команду Analysis>Fourier. Полученное при этом спектральное распределение гармоник для рассматриваемой импульсной последовательности при U_m = 2 В показано на рис. 4.7. Из рис. 4.7 видно, что постоянная составляющая действительно равна Um/2 = 1 В, амплитуда первой гармоники 2Um/π = 1,27 В. Заметим, что для импульсной последовательности при скважности, не равной 2, выражение (4.1) несколько усложняется [51].

Рис. 4.7. Линейчатый спектр последовательности прямоугольных импульсов типа меандр

а	б

Рис. 4.8. Источники амплитудно-модулированных (а) и частотно-модулированных (б) сигналов

Источники модулированного напряжения в программе EWB представлены компонентами, показанными на рис. 4.8.

Источник на рис. 4.8, а — идеальный генератор амплитудно-модулированных колебаний (AM), параметры которого задаются в диалоговом окне (рис. 4.9), в котором обозначено: Carrier Amplitude — амплитуда несущей, Carrier Frequency — частота несущей, Modulation Index — коэффициент модуляции, Modulation Frequency — частота модулирующего колебания.

Осциллограмма АМ-сигнала при М = 0,5 и значениях остальных параметров, указанных в окне на рис. 4.9, показана на рис. 4.10. Коэффициент модуляции определяется как отношение амплитуды огибающей (на осциллограмме — 0,5 В) к ее среднему значению, т. е. к амплитуде несущей (1В). Коэффициент модуляции всегда меньше или равен единице.

Аналитическое выражение для AM-сигнала записывается в следующем виде [51]: U(t) = U_с[1 + Msin(2πF_m)t]sin(2πF_сt). Это выражение после тригонометрических преобразований может быть представлено в более наглядном виде [51]:

U(t)= U_c[cos(2πF_c)t+ 0,5Mcos2π(F_c + F_m)t + 0,5Mcos2π(F_c - F_m)t]. (4.2)

Первое слагаемое выражения (4.2) называется несущим колебанием, второе слагаемое — колебанием с верхней боковой, третье — колебанием с нижней боковой частотой.

Параметры источника частотно-модулированных колебаний (ЧМ) на (рис. 4.8, б задаются в диалоговом окне (рис. 4.11), аналогичном по набору параметров окну на рис. 4.9.

Рис. 4.9. Окно установки параметров источника АМ-колебаний

Рис. 4.10. Осциллограмма АМ-колеваннй

Рис. 4.11. Окно установки параметров источника ЧМ-колебаний

Аналитическое выражение для ЧМ-сигнала имеет следующий вид [51]: U(t) = Ucsin[2πFc + М sin(2πFm)t]. Это выражение для удобства интерпретации преобразовывается к виду[51]:

, где J_о(z), J_n(z) - функции Бесселя нулевого и n-го порядка от аргумента z = М.

В приведенном выражении, как и в случае АМ-сигнала, первое слагаемое называется несущим колебанием, второе слагаемое — гармоническими составляющими верхней боковойполосы частот, третье — составляющими нижней боковой полосы частот. Количество верхних и нижних боковых частот теоретически бесконечно. Практически же при больших значениях М составляющие, начиная приблизительно с n = М + 1, можно не учитывать.

Осциллограмма ЧМ-колебания, полученная при индексе модуляции М = 5, приведена на рис. 4.12.

Рис. 4.12. Осциллограмма ЧМ-колебания

Управляемые источники программы EWB показаны на рис. 4.13. Источник на рис. 4.13, а представляет собой источник напряжения, управляемый током (ИНУТ). В диалоговом окне этого источника задается единственный параметр — коэффициент передачи, равный отношению выходного напряжения к току управления; параметр имеет размерность сопротивления. Для источника тока, управляемого напряжением (ИТУН, рис. 4.13, б), этот параметр имеет размерность проводимости, поскольку коэффициент передачи равен отношению выходного тока к напряжению управления.

Источники на рис. 4.13, в, г представляют собой источники напряжения и тока, управляемые соответственно напряжением и током (ИНУН и ИТУТ). Коэффициент передачи этих устройств — величина безразмерная.

Рис. 4.13. Управляемые источники напряжения и тока

Рис. 4.14. Схемы включения полиномиального источника

Выходной сигнал управляемого источника на рис. 4.13, д определяется полиномиальной функцией. Для более, детального знакомства с таким источником рассмотрим некоторые схемы их включения (рис. 4.14). Первая (верхняя) схема выполняет суммирование напряжений V1 и V3, средняя схема — умножение одноименных напряжений, а нижняя возводит в кубическую степень напряжение V1.

Выходное напряжение рассматриваемого источника описывается полиномом следующего вида:

Y = А + В V1 + С V2+ D V3 + E(V1)² + F V1 V2 + G V1 V3 + H(V2)² + + I V2 V3 + J(V3)² + K V1 V2 V3 (4.3)

Коэффициенты полинома задаются с помощью окна (рис. 4.15).

Рис. 4.15. Значение параметров полиномиального источника напряжения для возведения V1 во вторую степень

2. Индикаторные приборы

Индикаторные приборы программы EWB 4.1 показаны на рис. 4.16.

Вольтметры и амперметры обеспечивают отсчет намеряемой величины с точностью до третьего знака (в EWB 5.0 — до четвертого). Параметры приборов задаются в диалоговом окне (для вольтметра — на рис. 4.17). В поле первого параметра задается входное сопротивление вольтметра, в поле второго — режим измерения постоянного (DC) или переменного (АС) тока. Диалоговое окно для амперметра — аналогичное рассмотренному с той лишь разницей, что первый параметр — это внутреннее сопротивление амперметра, которое значительно меньше входного сопротивления вольтметра.

Отрицательная клемма для подключения этих приборов обозначена широкой черной полосой и может быть размещена на любой грани иконки при вращении изображения компонента (вращение выполняется нажатием комбинации клавиш Ctrl + R).

Рис. 4.16. Индикаторные приборы

Рис. 4.17. Окно установки параметров вольтметра

7-сегментный цифровой индикатор — модель широко используемых в цифровой технике алфавитно-цифровых индикаторов. Параметры индикатора задаются в диалоговом окне (рис. 4.18), в котором первый параметр — максимальное значение входного напряжения, второй — его минимальное значение, третий и четвертый параметры — время задержки переключения при переходе от низкого (минимального) уровня входного напряжения к верхнему (максимальному) и наоборот, пятый параметр — пороговое входное напряжение, при котором начинается свечение. Отечественными аналогами таких приборов являются индикаторы типа АЛС, ЗЛС и др. [36].

Четырехвходовой индикатор отличается от рассмотренного наличием встроенного дешифратора, что позволяет подключать его непосредственно к выходам двоично-десятичных счетчиков с кодом 8-4-2-1. Правый вывод такого индикаторе — младший или нулевой разряд, при его активизации на индикаторе высвечивается 1. Левый вывод индикатора — старший или третий разряд при его активизации отображается цифра 8. Если сигнал логической единицы подать на все входы индикатора, то будет отображаться буква F, обозначающая в шестнадцатиричной системе счисления десятичное число 15 (сумма чисел 8, 4, 2 и 1). При всех возможных комбинациях входных сигналов на индикаторе можно отображать числа 0...9 и буквы А, В, С, D, Е и F. Отечественными аналогами таких приборов являются индикатор типа 490ИП1, 490ИП2 с тем отличием, что они могут отображать только цифры [36]

Светодиод — параметры этого индикатора будут описаны при рассмотрении полупроводниковых диодов.

Рис. 4.18. Окно установки параметров 7-сегментного индикатора

Рис. 4.19. Окно установки параметров звуковой сигнализаций

Рис. 4.20. Окно установки параметров лампы накаливания

Предохранитель — модель плавкого предохранителя, срабатывание которого при заданном токе сопровождается пропаданием на его значке зигзагообразной перемычки между выходными зажимами.

Логический пробник — характеризуется напряжением срабатывания 2,4 В, что соответствует минимальному значению сигнала логической единицы цифровых ИМС ТТЛ-серии (с питанием +5 В). Срабатывание сопровождается красным или синим свечением.

Звуковая сигнализация (зуммер) — параметры задаются в диалоговом окне (рис. 4.19), в котором первый параметр — частота сигнала, подаваемого на громкоговоритель компьютера, два других — напряжение и ток срабатывания.

Лампа накаливания характеризуется мощностью и номинальным напряжением (рис. 4.20). Напряжение, при котором лампочка зажигается, примерно равно половине номинального. При напряжении, превышающем номинальное на небольшую величину, лампочка перегорает и цепь обрывается, т. е. этот компонент может быть использован также в качестве предохранителя, срабатывающего при заданных значениях напряжения и тока, равного отношению мощности к напряжению.

Десятисегментный индикатор содержит линейку из десяти независимых индикаторов, параметры которых: напряжение срабатывания, номинальный и минимальный ток. Отечественными аналогами этого индикатора являются так называемые шкальные индикаторы типа ЗЛС317, ЗЛС343А, ЗЛС362 и др. [36].

3. Коммутационные устройства

Под коммутационными устройствами (КУ) понимаются устройства, скачкообразно изменяющие значения своих параметров при определенном (пороговом) значении управляющего сигнала. В устройствах, предназначенных для коммутации электрических цепей, это реализуется практически мгновенным изменением электрического сопротивления или проводимости их исполнительных систем (непосредственно коммутирующих элементов). Коммутационные устройства программы EWB 4.1 представлены на рис. 4.21.

Устройство на рис. 4.21, а — переключатель типа однополюсного тумблера, управляемого нажатием назначенной клавиши клавиатуры (по умолчанию клавиши Space — пробел). Имя клавиши устанавливается в диалоговом окне (рис. 4.22).

а	б	в	г	д

Рис. 4.21. Коммутационные устройства

Рис. 4.22. Окно установки клавшая управления ключом

КУ на рис. 4.21, б — реле времени (переключатель с программируемым временем переключения). Его параметры задаются в диалоговом окне (рис. 4.23), где параметр Тоn — время включения разомкнутого в исходном состоянии контакта после начала моделирования; параметр Toff — время выключения (перевод контактов в исходное состояние), это время также отсчитывается от момента начала моделирования

В качестве примера использования программируемого КУ рассмотрим схему на рис. 4.24. Она содержит источник питания U = 5 В, два переключателя S1, S2 и алфавитно-цифровой индикатор. Параметры переключателей выбраны следующим образом: для первого Топ = 3 с, Toff = 10 с; для второго Топ = 6 с, Toff = 15 с. После включения питания (начало моделирования) сигнал логической единицы (+5 В) будет подан на выводы 0 и 2 индикатора. Поскольку индикатор работает в коде 8-4-2-1 то при этом высвечивается цифра 5 (сумма.чисел 4 и 1). Через 3 с ключ S1 переводится в верхнее положение и сигнал +5 В подается на вход 3 — загорится цифра 9 (сумма чисел 8 и 1). Поскольку начало отсчета для всех промежутков времени одинаково, то через 3 с сработает переключатель S2, в результате чего сигнал +5 В будет подан на вход 1 — загорится буква А (шестнадцатеричный эквивалент десятичной цифры 10 = 8 + 2). Затем через 4 с сработает переключатель S1, в результате чего напряжение +5 В будет подано на вход 2 и загорится цифра 6 (сумма 4 + 2). И наконец через 5 с сработает переключатель S2, и схема вернется в исходное состояние.

КУ на рис. 4.21, в, г — однополюсные выключатели, управляемые напряжением или током. Параметры цепи управления задаются в диалоговом окне на рис. 4.25 (для компонента на рис. 4.21, в), где первый параметр — напряжение включения, второй — напряжение выключения (для компонента на рис. 4.21, г — ток включения и выключения соответственно).

Рис. 4.23. Окно установки параметров реле временя

Рис. 4.24. Схема с программируемым КУ

Рис. 4.25. Окно установки параметров КУ, управляемого напряжением

В качестве примера рассмотрим схему на рис. 4.26. В ней имеются два управляемых: напряжением ключа S1, S2. Управление ключами осуществляется от функционального генератора, выходное напряжение которого контролируется осциллографом. В силовой части схемы использованы источник напряжения U, логический пробник Р и лампочка L. Параметры цепи управления ключей выбраны следующим образом: для первого ключа Uon = 1 В, Uoff = 2 В; для второго ключа Uon=5 В, Uoff = 7 В. Режим работы функционального генератора показан на рис. 4.27, а, осциллограмма его выходного напряжения — на рис. 4.27, б. Как видно из осциллограммы, генератор позволяет получить пилообразные однополярные импульсы. Из рис. 4.27 видно, что скорость нарастания пилообразного напряжения составляет 10 В/с. Если рассмотреть работу схемы за один период, то включение логического пробника произойдет через 0,1 с после начала формирования пилообразного импульса, поскольку для ключа S1 напряжение срабатывания выбрано равным 1 В ("пройденный путь" в 1 В нужно разделить на скорость 10 В/с). Затем при напряжении 2 В, т. е. через 0,1 с, ключ S1 размыкается и логический пробник выключается. Когда пилообразное напряжение достигает 5 В (0,5 с после начала формирования импульса), срабатывает ключ S1, зажигается лампочка и остается в таком состоянии 0,8 с, пока пилообразный импульс не достигнет значения 7 В, при котором ключ S2 размыкается. Через 0,3 с процесс повторяется, поскольку пилообразный импульс достигает своего максимального значения 10 В.

Рис. 4.26. Схема включения КУ, управляемого напряжением

а	б

Рис. 4.27.Режимы работы функционального генератора (а) и осциллограмма его выходного напряжения (б)

Рис. 4.28. Окно установки параметров электромагнитного реле

Рис. 4.29. Схема включения электромагнитного реле

Устройство на рис. 4.21, д — электромагнитное реле с перекидными контакт ми. Параметры его управляющей цепи задаются в диалоговом окне на рис. 4.28, где первый параметр — индуктивность катушки реле, второй и третий — ток срабатывания и удержания.

В качестве примера на рис. 4.29 приведена схема включения реле с управлением от КУ (напряжение включения 1 В, выключения 8 В). Для индикации состояния контактов реле используется логический пробник Р. Второй канал осциллографа подключен в цепь питания обмотки после токозадающего резистора Rd.

4. Конденсаторы

Конденсаторы относятся к одному из наиболее распространенных компонентов РЭА. В программе EWB 4.1 конденсаторы представлены тремя типами (рис. 4.30).

Первый тип охватывает практически все конденсаторы, второй - электролитические, третий — подстроечные; значение емкости каждого конденсатора может быть установлено в пределах от 10^-8 пФ до 10⁸ Ф. Емкость подстроечного конденсатора может изменяться нажатием назначенной пользователем клавиши клавиатуры (по умолчанию — клавиши С), начиная от максимального значения до минимального с заданным шагом (от 1 до 100%) (рис. 4.31).

При расчете переходных процессов в программе используется схема замещения конденсатора, параметры которой определяются выражениями [67]:

Rc_n = h/2C; Iс_n = 2С U_n/h +I_n

при численном интегрировании по методу трапеций;

Rc_n = h/C; Ic_n = C U_n/h

при использовании метода Гира.

Здесь h — приращение времени на каждом шаге интегрирования; I_n — значение тока эквивалентного источника на n-м шаге; Rс_n, U_n и Iс_n — сопротивление шунтирующего резистора, напряжение на конденсаторе и ток на n-м шаге.

Рис. 4.30. Графические обозначения конденсаторов

Рис. 4.31. Окно установки параметров подстроечного конденсатора

В качестве примера рассмотрим используемую на практике схему емкостного делителя (рис. 4.32), выходное напряжение которого, измеряемое мультиметром, определяется формулой:

Uo = Ui C1/(C1 + С2). (4.4)

Поскольку измерения можно проводить при различной форме напряжения функционального генератора, то при сопоставлении результатов расчета по формуле (4.4) и результатов моделирования необходимо учитывать, что мультиметр измеряет эффективное значение напряжения, которое для синусоидального сигнала составляет 0,707 от амплитудного, 0,578 — для треугольного и 1 — для меандра (прямоугольный сигнал со скважностью 2). Рассмотрим возможность использования в качестве подстроечного конденсатора варикапа — специально сконструированного диода, барьерная емкость р—n-перехода которого зависит от обратного напряжения в соответствии с формулой:

С_u = C_i/(l + U_t/U_c)^m,(4.5)

где С_u — емкость перехода при обратном напряжении U_c, С_i, — емкость при нулевом напряжении, U_t — температурный потенциал (при комнатной температуре он составляет 26 мВ), m = 0,5 — для резких (сплавных) и 0,333 — для плавных (диффузионных) переходов.

Основной параметр варикапа — емкость С_n при номинальном напряжении смещения. Кроме того, указываются максимальная С_макс и минимальная С_мин емкости при минимальном и максимальном напряжениях смещения соответственно. Иногда в числе характеристик варикапа приводится коэффициент перекрытия емкости — отношение максимальной емкости к минимальной.

Качество конденсатора характеризуется добротностью, которая определяется как отношение реактивного сопротивления к полному сопротивлению потерь диода на заданной частоте. Повышение добротности достигается путем уменьшения утечек.

Рис. 4.32. Емкостной делитель

Рис. 4.33. Диалоговое окно установки параметров диодов

В программе EWB нет специальной модели варикапа, вместо нее можно использовать модель диода. В перечень параметров диода входят следующие (см. рис. 4.33, в квадратных скобках приведены обозначения параметров, принятые в EWB 5.0):

Saturation current Is [IS], А — обратный ток диода (по умолчанию 10-14 А);

Ohmic resistance rs [RS], Ом — объемное сопротивление (от десятков до десятых долей Ом);

Zero-bias junction capacitance Cj [CJO], Ф — барьерная емкость р—n-перехода при нулевом напряжении (от единиц до десятков пФ);

Junction potential vj [VJ], В — контактная разность потенциалов (0,75 В);

Tranzit time t [ТТ], с — время переноса заряда;

Junction grading coefficient m [M] — конструктивный параметр р—n-перехода: см. формулу (4.5), в большинстве случаев m = 0,333;

Revers Bias Breakdown Voltage Vbr [BV], В — максимальное обратное напряжение (задается со знаком минус, для стабилитронов параметр не нормируется).

Для стабилитронов в перечень параметров включаются:

Zener test current Izt [IZT], A — номинальный ток стабилизации (от единиц до десятков мА);

Zener test voltage at Izt Uzt [VZT], В — напряжение стабилизации при номинальном токе стабилизации.

5. Резисторы

Резисторы являются самыми массовыми изделиями электронной техники. В программе EWB резисторы представлены тремя типами — постоянным, подстроечным и набором из восьми резисторов (рис. 4.34).

Рис. 4.34. Графические обозначения резисторов в программе EWB

Рис. 4.35. Диалоговое окно выбора параметров подстроечного резистора

Изменение сопротивления подстроечного резистора осуществляется по тому же принципу, что и для подстроечного конденсатора (см. рис. 4.35). В наборе резисторов сопротивление устанавливается одинаковым для всех восьми резисторов.

6. Индуктивные элементы

К индуктивным элементам относятся катушка постоянной индуктивности, подстраиваемая катушка индуктивности и трансформатор (см. рис. 4.36).

При расчете переходных процессов в программе используется схема замещения катушки индуктивности, параметры которой определяются выражениями [67]:

Rl_n = 2L/h; Il_n = hU_n/2L + I_n

при численном интегрировании по методу трапеций;

Rl_n = L/h; Il_n = hU_n/L

при использовании метода Гира.

В приведенных формулах h — шаг приращения времени; I_n —ток эквивалентного источника на n-м шаге; Rl_n, U_n и Il_n — сопротивление шунтирующего резистора, напряжение на индуктивности и ток на n-м шаге.

Математическая модель трансформатора содержит управляемые источники тока и напряжения, с помощью которых устанавливается коэффициент трансформации, а также элементы, параметры которых задаются в диалоговом окне (см. рис. 4.37) [67]. Согласно руководству пользователя [67] выводы 2 и 5 при использовании трансформатора должны быть заземлены, что в некоторых случаях существенно снижает возможности его применения.

Рис. 4.36. Индуктивные компоненты EWB

Параметры катушек с постоянной и подстраиваемой индуктивностью задаются с помощью диалоговых окон, аналогичных окнам для конденсаторов и резисторов. В диалоговом окне установки параметров линейных трансформаторов (их еще называют воздушными) задаются (см. рис. 4.37): коэффициент трансформации n, индуктивность рассеяния Le, индуктивность первичной обмотки Lm, сопротивления первичной Rp и вторичной Rs обмоток. При n>1 трансформатор является понижающим, при n<1— повышающим.

Рис. 4.37. Окно установки параметров трансформаторов

7. Полупроводниковые диоды

Комбинация двух полупроводниковых слоев с разным типом проводимости (р — дырочной и п — электронной) обладает выпрямляющими свойствами: она гораздо лучше пропускает ток в одном направлении, чем в другом. Полярность напряжения, соответствующая большим токам, называется прямой, а меньшим — обратной. Обычно пользуются терминами прямое и обратное напряжение, прямой и обратный ток. Поверхность, по которой контактируют р- и n-слои, называется металлургической границей, а прилегающая к ней область объемных зарядов — электронно-дырочным переходом.

Электронно-дырочные переходы классифицируют по резкости металлургической границы и соотношению удельных сопротивлений слоев.

Ступенчатыми переходами (коэффициент плавности перехода m = 0,5, в EWB 5.0 имеет обозначение М) называют переходы с идеальной границей, по одну сторону которой находятся дырки, а по другую — электроны. Такие переходы наиболее просты для анализа, поэтому все реальные переходы стараются, если это возможно, рассматривать как ступенчатые.

Плавными переходами (m = 0,333) называют такие, у которых в области металлургической границы концентрация одного типа примеси постепенно уменьшается, а другого типа — растет. Сама металлургическая граница в этом случае соответствует равенству концентраций примесей. Все реальные p—n-переходы — плавные, степень их приближения к ступенчатым зависит от градиента эффективной концентрации в районе металлургической границы.

По соотношению концентраций примесей в р- и n-слоях переходы делятся на симметричные, несимметричные и односторонние. Симметричные переходы не типичны для полупроводниковой техники. Основное распространение имеют несимметричные переходы, у которых концентрации не одинаковы. В случае резкой асимметрии, когда концентрации примесей (а значит, и основных носителей) различаются на один-два порядка и более, переходы называют односторонними.

Вольтамперная характеристика р—n-перехода описывается выражением [12]:

I = I_o[exp(U/U_t) - 1], (4.7)

где I — ток через переход при напряжении U, I_o — обратный ток, U_t — температурный потенциал, равный при комнатной температуре 26 мВ.

Если к переходу подключить обратное напряжение, то при определенном его значении переход пробивается. Различают три вида пробоя: туннельный, лавинный и тепловой. Первые два связаны с увеличением напряженности электрического поля в переходе, а третий — с увеличением рассеиваемой мощности и, соответственно, температуры.

В основе туннельного пробоя лежит туннельный эффект, т. е. "просачивание" электронов сквозь тонкий потенциальный барьер перехода. В основе лавинного пробоя лежит "размножение" носителей в сильном электрическом поле, действующем в области перехода. Электрон и дырка, ускоренные полем на длине свободного пробега, могут разорвать одну из ковалентных связей полупроводника. В результате рождается новая пара электрон-дырка и процесс повторяется уже с участием новых носителей. При достаточно большой напряженности поля, когда исходная пара носителей в среднем порождает более одной новой пары, ионизация приобретает лавинный характер, подобно самостоятельному разряду в газе. При этом ток будет ограничиваться только внешним сопротивлением. Явление пробоя находит практическое применение в стабилитронах — приборах, предназначенных для стабилизации напряжения.

В основе теплового пробоя лежит саморазогрев перехода при протекании обратного тока. С ростом температуры обратные токи резко возрастают, соответственно увеличивается мощность, рассеиваемая в переходе; это вызывает дополнительный рост температуры и т.д. Как правило, тепловой пробой не имеет самостоятельного значения: он может начаться лишь тогда, когда обратный ток уже приобрел достаточно большую величину в результате лавинного или туннельного пробоя.

Ранее (в разд. 4.4) мы уже говорили о барьерной емкости. Ее принято разделять на две составляющие: барьерную емкость, отражающую перераспределение зарядов в переходе, и диффузионную емкость, отражающую перераспределение носителей в базе. Такое разделение в общем условно, но оно удобно на практике, поскольку соотношение обеих емкостей различно при изменении полярности приложенного напряжения. При прямом напряжении главную роль играют избыточные заряды в базе и, соответственно, диффузионная емкость. При обратном напряжении избыточные заряды в базе малы и главную роль играет барьерная емкость. Обе емкости нелинейны: диффузионная емкость зависит от прямого тока, а барьерная — от обратного напряжения.

Набор задаваемых параметров для диодов в EWB 5.0 заметно больше по сравнению с EWB 4.1. Диалоговое окно для задания параметров диодов в EWB 5.0 состоит из двух одинаковых по внешнему виду закладок (первая из них показана на рис. 4.38), с помощью которых можно дополнительно (по сравнению с окном на рис. 4.33) задать следующие параметры:

N — коэффициент инжекции;

EG — ширина запрещенной зоны, эВ; (для германия — 0,72 эв, для кремния —1,1 эв);

FC — коэффициент нелинейности барьерной емкости прямо смещенного перехода;

BV — напряжение пробоя (положительная величина, в EWB 4.1 она принята отрицательной), В; для стабилитронов вместо этого параметра используется параметр VZT — напряжение стабилизации;

IBV — начальный ток пробоя при напряжении BV (положительная величина), А; для стабилитронов вместо этого параметра используется параметр IZT — начальный ток стабилизации;

XTI — температурный коэффициент тока насыщения;

KF — коэффициент фликкер-шума;

AF — показатель степени в формуле для фликкер-шума;

TNOM — температура диода, °С.

Рис. 4.38. Диалоговое окно установки параметров диодов в EWB 5.0, закладка 1

Вольтамперная характеристика (ВАХ) диода определяется следующими выражениями [67]:

для прямой ветви

I = I_o[exp(U/(N U_t)) - 1] + U G_min для U   -5N U_t; для обратной ветви

I = I_o[exp(U/(N U_t)) - 1] + U G_min для 0   U   -5N U_t;

I = -I_o + U_чG_min для -BV < U < -5N U_t;

I = -IВV для U = -ВV;

I = I_o{ехр[ -(U + BV)/(N U_t))] - 1 + BV/U_t} для U < -BV.

Здесь I_o = I_s — обратный ток диода при температуре TNOM; N — коэффициент инжекции; BV, IBV — напряжение и ток пробоя; U_t — температурный потенциал перехода; U — напряжение на диоде.

При расчете переходных процессов используется эквивалентная схема диода, для которой емкость перехода определяется с помощью выражений[67]:

С = τ(dI/dU) + CJO( 1 - U/U_t)^-m для U < FC VJ;

С = τ (dI/dU) + CJO(F3 - mU/U_t)/F2 для U   FC-VJ,

где F2 = (1 - FC)^1+m; F3 = 1 - FC(1 - m).

В приведенных формулах τ — время переноса заряда; CJO — барьерная емкость при нулевом смещении на переходе; VJ — контактная разность потенциалов; m = 0,33...0,5 — параметр перехода.

При малых уровнях сигналов используется линеаризованная эквивалентная схема, на которой проводимость G = dI/dU = I_oexp(U/(N-U_t))/(N-U_t). При этом емкость перехода определяется формулами [67]:

С = τG + CJO(1 - U/Ut)-m для U < FC VJ;

С = τО + CJO(F3 - mU/Ut)/F2 для U > FC VJ.

Кроме одиночных диодов, в библиотеке EWB имеется также диодный мостик, для которого можно дополнительно задать коэффициент эмиссии N (Emission Coefficient).

Светодиод — специально сконструированный диод, в котором предусмотрена возможность вывода светового излучения из области перехода сквозь прозрачное окно в корпусе.

При прохождении через диод тока в прилегающих к переходу областях полупроводника происходит интенсивная рекомбинация носителей зарядов — электронов и дырок. Часть освобождающейся энергии выделяется в виде квантов света. В зависимости от ширины запрещенной зоны полупроводника излучение может иметь длину волны либо в области видимого света, либо невидимого инфракрасного излучения. Излучение переходов на основе арсенида галлия имеет длину волны около 0,8 мкм. Переходы из карбида кремния или фосфида галлия излучают видимый свет в диапазоне от красного до голубого цвета. Важнейшими параметрами светодиода являются яркость, измеряемая в нитах при определенном значении прямого тока, и цвет свечения (или спектральный состав излучения).

Для светодиода дополнительно указывается минимальный ток в прямом направлении Turn-on current (Ion), при превышении которого светодиод зажигается. Для измерения ВАХ светодиодов можно использовать приведенные выше схемы.

Переключающие диоды с p — n — p — n- или n — p — n — p-структурами — это тиристоры [86]. Тиристоры, имеющие выводы от крайних электродов, называют динисторами, а приборы с третьим выводом (от одного из средних электродов) — тринисторами. Кроме того, к классу тиристоров относятся симисторы — симметричные динисторы (диаки), симметричные тринисторы (триаки) и достаточно редкий тип динистора — диод Шокли, в котором структура p— n— p— n организована за счет наличия в р— n-переходе ловушек, формируемых путем легирования. На рис. 4.39 приведены обозначения переключающих диодов, модели которых имеются в программе EWB 4.1: (слева направо) диод Шокли, симметричный динистор (диак, двунаправленный динистор), тринистор (триодный тиристор) и симметричный тринистор (триак, симмистор).

Рис. 4.39. Переключающие диоды

Для переключательных диодов задаются значения следующих параметров (для EWB 5.0 их обозначения указываются в квадратных скобках):

Saturation current Is [IS], A — обратный ток динистора;

Peak Off-state Current Idrm [IDEM], A — то же, но для тринистора;

Switching voltage Vs [VS], В — напряжение, при котором динистор переключается в открытое состояние;

Forward Breakover voltage Vdrm [VDRM], В — то же, но для тринистора при нулевом напряжении на управляющем электроде;

Peak On-State Voltage Vtm [VTM], В — падение напряжения в открытом состоянии;

Forward Current at which Vtm is measured Itm [ITM], A — ток в открытом состоянии;

Turn-off time Tg [TG], с — время переключения в закрытое состояние;

Holding current Ih [IH], A — минимальный ток в открытом состоянии (если он меньше установленного, то прибор переходит в закрытое состояние);

Critical rate of off-state voltage rise dv/dt [DV/DT], В/мкс — допустимая скорость изменения напряжения на аноде тринистора, при котором он продолжает оставаться в закрытом состоянии (при большей скорости тринистор открывается);

Zero-bias junction capacitance Cj [CJO], Ф — барьерная емкость динистора при нулевом напряжении на переходе;

Gate Trigger voltage Vgt [VGT], В — напряжение на управляющем электроде открытого тринистора;

Gate Trigger current Igt [IGT], A — ток управляющего электрода;

Voltage at which Igt is measured Vd [VD], В — отпирающее напряжение на управляющем электроде.

Рис. 4.40. Диалоговое окно установки параметров тринистора

Риc. 4.41. Схема для исследования тиристоров

Перечисленные параметры можно задать с помощью диалоговых окон, аналогичных приведенному на рис. 4.40 для тринистора.

Исследование прямой ветви ВАХ тринистора можно проводить с использованием схемы (рис. 4.41), на которой показаны источники входного напряжения Ui и напряжения управления Uy с защитными резисторами Rzt, Rzy. Измерение ВАХ проводится при изменении Ui от нуля до Udrm + 50 В при фиксированном значении Uy, например, в трех точках 0,5Vd, Vd и l,5Vd. При исследовании обратной ветви ВАХ меняется только полярность Ui.

8. Биполярные транзисторы

Различают три схемы включения биполярных транзисторов (рис. 4.42): с общей базой (ОБ), с общим эмиттером (ОЭ) и с общим коллектором (ОК).

Риc. 4.42. Основные схемы включения транзисторов

На практике чаще всего используются два семейства ВАХ транзисторов — входные и выходные. Входные характеристики определяют зависимость входного тока (базы или эмиттера в зависимости от способа включения транзистора) от напряжения между базой и эмиттером при фиксированных значениях напряжения на коллекторе. Выходные характеристики определяют зависимость тока коллектора от напряжения коллектор-эмиттер при фиксированных значениях тока базы или эмиттера (в зависимости от способа включения транзистора).

Входные характеристики имеют вид, аналогичный характеристикам диодов: ток экспоненциально возрастает с увеличением напряжения база-эмиттер. При повышении и понижении температуры входные характеристики смещаются в сторону меньших и больших входных напряжений соответственно. Напряжение между базой и эмиттером для кремниевых транзисторов уменьшается примерно на 2 мВ при увеличении температуры на каждый градус Цельсия.

Особенностью выходных характеристик транзистора, включенного по схеме с ОБ, является слабая зависимость тока коллектора от напряжения коллектор-база U_кб. При больших напряжениях U_кб происходит пробой коллекторного перехода. При увеличении температуры выходные характеристики смещаются в сторону больших токов из-за увеличения обратного тока I_ко.

У транзистора, включенного по схеме с ОЭ, ток коллектора более сильно зависит от напряжения коллектор-эмиттер. Резкое возрастание тока коллектора начинается при меньшем коллекторном напряжении, чем для включения транзистора по схеме с ОБ. При повышении температуры выходные характеристики значительно смещаются в сторону больших токов, их наклон сильно увеличивается.

ВАХ транзисторов и диодов снимаются на постоянном токе (по точкам) или помощью специальных приборов — характериографов, позволяющих избежать перегрева приборов.

Входные и выходные характеристики транзисторов используются для расчета цепей смещения и стабилизации режима, расчета конечных состояний ключевых схем (режимов отсечки и насыщения).

В библиотеку EWB включено достаточно большое количество импортных биполярных транзисторов, отечественные аналоги которых можно найти в [11, 15]. В некоторых случаях может оказаться более удобным самостоятельно создать отдельную библиотеку отечественных транзисторов, используя команду Model из меню Circuit.

В состав параметров транзисторов включены следующие (см. рис. 4.43, в квадратных скобках приведены обозначения параметров, принятые в EWB 5.0):

1. Обратный ток коллекторного перехода, A (Saturation current Is [IS]);

2. Коэффициент усиления тока в схеме с ОЭ Н21э (Forward current gain coefficient BF [BF]);

3. Коэффициент усиления тока в схеме с ОЭ при инверсном включении транзистора (эмиттер и коллектор меняются местами) (Reverse current gain coefficient BR [BR]);

4. Объемное сопротивление базы, Ом (Base ohmic resistance rb[RB]);

5. Объемное сопротивление коллектора, Ом (Collector ohmic resistance rc [RC]);

6. Объемное сопротивление эмиттера, Ом (Emitter ohmic resistance re [RE]);

7. Емкость эмиттерного перехода при нулевом напряжении, Ф (Zero-bias B-E junction capacitance Ce [CJE]);

8. Емкость коллекторного перехода при нулевом напряжении, Ф (Zero-bias C-E junction capacitance Сс [СJC]);

9. Емкость коллектор-подложка, Ф (Substrate capacitance Cs [CJS]);

10. Время переноса заряда через базу, с (Forward transit time tF [TF]);

11. Время переноса заряда через базу в инверсном включении, с (Revers transit tR [TR]);

12. Коэффициент плавности эмиттерного перехода (B-E junction grading coefficient me [ME]);

13. Коэффициент плавности коллекторного перехода ,(В-С junction grading coefficient mc [MC]);

14. Напряжение Эрли, близкое к параметру UK max, В (Early voltage VA [VA]);

15. Обратный ток эмиттерного перехода, A (Base-Emitter Leakage Saturation Current Ise [ISE]);

16. Ток начала спада усиления по току, близкое к параметру Ik max, A (Forward Beta High-Current Knee-Point ikf [IKF]);

17. Коэффициент неидеальнрсти эмиттерного перехода (Base-Emitter Leakage Emission Coefficient Ne [NE]).

18. Контактная разность потенциалов перехода база-коллектор, В (В-C junction potential pc [VJC]).

19. Контактная разность потенциалов перехода база-эмиттер, В (B-E junction potential pe [VJE]).

Рис. 4.43. Окно установки параметров биполярных транзисторов

Набор задаваемых параметров для биполярных транзисторов в EWB 5.0 заметно больше, чем в EWB 4.1, — они собраны в пяти окнах-закладках. Дополнительные параметры находятся в последних. трех закладках, одна из которых показана на рис. 4.44. Эти параметры имеют следующие назначения:

NF — коэффициент неидеальности в нормальном режиме;

NR — коэффициент неидеальности в инверсном режиме;

IKR — ток начала спада коэффициента усиления тока в инверсном режиме, А;

NC — коэффициент неидеальности коллекторного перехода;

RBM — минимальное сопротивление базы при больших токах, Ом;

IRB— ток базы, при котором сопротивление базы уменьшается на 50% от разницы irb-rbm, А;

XTF— коэффициент, определяющий зависимость времени TF переноса зарядов через базу от напряжения коллектор-база;

VTF— напряжение коллектор-база, при котором начинает сказываться его влияние на TF, В;

ITF— ток коллектора, при котором начинается сказываться его влияние на TF, А;

PTF— дополнительный фазовый сдвиг на граничной частоте транзистора

Fгр= 1/(2πТF), град.;

VJS— контактная разность потенциалов перехода коллектор-подложка, В;

MJS— коэффициент плавности перехода коллектор-подложка;

XCJC — коэффициент расщепления емкости база-коллектор;

FC - коэффициент нелинейности барьерной емкости прямо смещенных переходов;

EG— ширина запрещенной зоны, эВ;

Рис. 4.44. Окно установки значений дополнительных параметров биполярных транзисторов, закладка 3

XTB — температурный коэффициент усиления тока в нормальном и инверсном режимах;

XTI — температурный коэффициент тока насыщения;

KF—коэффициент фликкер-шума;

AF—показатель степени в формуле для фликкер-шума;

TNOM — температура транзистора.

В программе EWB используется модель биполярного транзистора Гуммеля-Пуна, подробно проанализированная в [2].

Рассмотрим способы измерения основных характеристик биполярных транзисторов.

Вольтамперные характеристики. Наиболее распространенной и более простой моделью (по сравнению с моделью Гуммеля-Пуна) биполярного транзистора является модель Эберса-Молла [12]. Согласно этой модели статические входные и выходные ВАХ транзистора в схеме с ОБ описываются следующими выражениями:

Ie=AI'_eo-αCI_ko;(4.8)

Ik = А α' I'_eo-СI'_ko, (4.9)

где А = exp(U_eb/U_t) - 1; С = exp (U_kb/U_t) -1; I'_eo= D I_eo; I'_ko = D I_ko; D = 1 - αα'; I_ko, I_eo -тепловые токи коллекторного и эмиттерного переходов; α, α'— κоэффициенты передачи тока в схеме с ОБ для прямого и инверсного включения транзистора; U_kb, U_eb -напряжения на коллекторе и эмиттере относительно базы.

9. Полевые транзисторы

Первоначальное название полевых транзисторов - униполярные транзисторы. Это связано с тем, что в таких транзисторах используются основные носители только одного типа (электронов или дырок). Процессы инжекции и диффузии в таких транзисторах практически отсутствуют, во всяком случае, они не играют принципиальной роли. Основным способом движения носителей является дрейф в электрическом поле.

Для того чтобы управлять током при постоянном электрическом поле, нужно изменять удельную проводимость полупроводникового слоя или его площадь. На практике используются оба способа и основаны они на эффекте поля (управление напряжением на затворе). Поэтому униполярные транзисторы обычно называют полевыми транзисторами. Проводящий слой, по которому протекает ток, называют каналом. Отсюда еще одно название такого класса транзисторов — канальные транзисторы.

Каналы могут быть приповерхностными и объемными. Приповерхностные каналы представляют собой либо обогащенные слои, обусловленные наличием донорных примесей в диэлектрике, либо инверсионные слои, образующиеся под действием внешнего поля. Объемные же каналы представляют собой участки однородного полупроводника, отделенные от поверхности обедненным слоем.

Транзисторы с объемным каналом отличаются тем, что обедненный слой создается с помощью p—n-перехода. Поэтому их часто называют полевыми транзисторами с р—n-переходом или просто полевые транзисторы. Транзисторы такого типа впервые описаны Шокли в 1952 г. [12]. В библиотеке компонентов программы EWB 4.1 они представлены двумя образцами: n-канальным и p-канальным и показаны на рис. 4.45, а и б соответственно, где 1 — затвор (gate) — управляющий электрод; 2 — исток (source)— электрод, от которого начинают движение основные носители (в первом типе — электроны, во втором — дырки); 3 — сток (drain) — электрод, принимающий эти носители.

а	б

Рис. 4.45. Полевые n-канальные (а) и p-канальные (б) транзисторы с управляющим p—n-nepeходом

В число задаваемых параметров полевых транзисторов входят следующие характеристики (рис. 4.46, в квадратных скобках приведены их обозначения в EWB 5.0):

1. Напряжение отсечки, В (Threshold voltage VTO [VTO]) — напряжение между затвором и истоком полевого транзистора с р—n-переходом или с изолированным затвором, работающих в режиме обеднения, при котором ток стока достигает заданного низкого напряжения. Для транзисторов с изолированным затворок, работающих в режиме обогащения, этот параметр называется пороговым напряжением.

2. Коэффициент пропорциональности, А/В2 (Transconductance coefficient В [КР]).

3. Параметр модуляции длины канала, 1/В (Channel-length modulation Km [LAMBDA]).

4. Объемное сопротивление области стока, Ом (Drain ohmic resistance Rd [RD]).

5. Объемное сопротивление области истока, Ом (Source ohmic resistance Rs [RS]).

6. Ток насыщения р—n-перехода, A (Gate-junction saturation current is [IS]) — только для полевых транзисторов с р—n-переходом.

7. Емкость между затвором и стоком при нулевом смещении, Ф (Zero-bias gate- drain junction capacitance Cgd [CGD]).

8. Емкость между затвором и истоком при нулевом смещении, Ф (Zero-bias gate-source junction capacitance Cgs [CGS]).

9. Контактная разность потенциалов p—n-перехода, В (Gate-junction potential pb [РВ]) — только для полевых транзисторов с p—n-переходом.

Рис. 4.46. Окно установки параметров полевых транзисторов с управляющим р—n-переходом

В программе EWB 5.0 количество параметров для полевых транзисторов увеличено. Их назначение такое же, как и для рассмотренных выше биполярных транзисторов. Отметим, что в EWB для полевых транзисторов используются модели PSpice[2].

По аналогии с биполярными транзисторами различают три схемы включения полевых транзисторов: с общим затвором (ОЗ), с общим истоком (ОИ) и с общим стоком (ОС).

Для исследования семейства выходных ВАХ полевого транзистора в схеме с ОИ может быть использована схема на рис. 4.47. Она содержит источник напряжения затвор-исток Ug, исследуемый транзистор VT, источник питания Ucc, вольтметр Ud для контроля напряжения сток-исток и амперметр Id для измерения тока стока. Выходная ВАХ снимается при фиксированных значениях Ug путем изменения напряжения Ud и измерения тока стока Id. Напряжение Ug, при котором ток Id имеет близкое к нулю значение, называетсянапряжением отсечки.

Располагая характеристиками Id = f(Ud), можно определить крутизну S = dId/dUg, являющейся одной из важнейших характеристик полевого транзистора как усилительного прибора.

Рис. 4.47. Схема для исследования ВАХ полевого транзистора с управляющим р—n-переходом

Другой тип полевых транзисторов — транзисторы с приповерхностным каналом и структурой металл-диэлектрик-полупроводник (МДП-транзисторы). В частном случае, если диэлектриком является окисел (двуокись кремния), используется название МОП-транзисторы.

МДП-транзисторы бывают двух типов: транзисторы со встроенным и с индуцированным каналами (в последнем случае канал наводится под действием напряжения, приложенного к управляющим электродам).

Транзисторы первого типа могут работать как в режиме обеднения канала носителями заряда, так и в режиме обогащения. Второй тип МДП-транзисторов можно использовать только в режиме обогащения. В отличие от транзисторов с управляющим р—n-переходом металлический затвор МДП-транзисторов изолирован от полупроводника слоем диэлектрика и имеется дополнительный вывод от кристалла, называемый подложкой, на которой выполнен прибор.

Управляющее напряжение подается между затвором и подложкой. Под влиянием образующегося электрического поля у поверхности полупроводника создается p-канал за счет отталкивания электронов от поверхности вглубь полупроводника в транзисторе с индуцированным каналом. В транзисторе со встроенным каналом происходит расширение или сужение имеющегося канала. Под действием управляющего напряжения изменяется ширина канала и, соответственно, сопротивление и ток транзистора.

Напряжение на затворе, при котором индуцируется канал, называется пороговым напряжением. При практическом определении этого напряжения обычно задается определенный ток стока, при котором потенциал затвора достигает порогового напряжения (0,2...1 В для транзисторов с n-каналом и 2...4 В с р-каналом).

По мере удаления от поверхности полупроводника концентрация индуцированных дырок уменьшается. На расстоянии, приблизительно равном половине толщины канала, электропроводность становится собственной (беспримесной). Далее располагается участок, обедненный основными носителями заряда, в котором существует область положительно заряженных ионов донорной примеси. Наличие обедненного участка обусловлено также отталкиванием основных носителей заряда от поверхности вглубь полупроводника.

Таким образом, сток, исток и канал, представляющие собой рабочие области МДП-транзистора, изолированы от подложки р—n-переходом. Очевидно, что ширина р—n-перехода и ширина канала изменяется при подаче на подложку дополнительного напряжения, т. е. током истока можно управлять не только путем изменения напряжения на затворе, но и за счет изменения напряжения на подложке. В этом случае управление МДП-транзистором аналогично полевому транзистору с управляющим р—n-переходом.

Толщина инверсного слоя значительно меньше толщины обедненного слоя. Если последний составляет сотни или тысячи нанометров, то толщина индуцированного канала составляет всего 1...5 нм. Другими словами, дырки индуцированного канала "прижаты" к поверхности полупроводника, поэтому структура и свойства границы полупроводник-диэлектрик играют в МДП-транзисторах очень важную роль.

Дырки, образующие канал, поступают в него не только из подложки n-типа, где их мало и генерируются они сравнительно медленно, но также из слоев р-типа истока и стока, где их концентрация практически не ограничена, а напряженность поля вблизи этих электродов достаточно велика.

В транзисторах со встроенным каналом ток в цепи стока будет протекать и при нулевом напряжении на затворе. Для его прекращения необходимо к затвору приложить положительное напряжение (при структуре с каналом р-типа), равное или большее напряжения отсечки. При этом дырки из инверсного слоя будут практически полностью вытеснены вглубь полупроводника и канал исчезнет. При приложении отрицательного напряжения канал расширяется и ток снова увеличивается. Таким образом, МДП-транзисторы со встроенными каналами работают в режимах как обеднения, так и обогащения.

Как и полевые транзисторы с управляющим р—n-переходом, МДП-транзисторы при малых напряжениях сток-исток ведут себя подобно линейному сопротивлению. При увеличении этого напряжения ширина канала уменьшается вследствие падения на нем напряжения и уменьшении напряженности электрического поля. Особенно сильно это проявляется в той части канала, которая находится вблизи стока. Перепады напряжения, создаваемые током стока Id, приводят к неравномерному распределению смещения на затворе вдоль канала, причем оно уменьшается по мере приближения к стоку.

Важным преимуществом МДП-транзисторов по сравнению с биполярными является малое падение напряжения на них при коммутации малых сигналов. Так, если в биполярных транзисторах в режиме насыщения напряжение коллектор-эмиттер принципиально не может быть меньше нескольких десятых долей вольт, то для МДП-транзисторов при малых токах стока это напряжение при работе транзистора в начальной области выходной ВАХ может быть сведено к ничтожно малой величине.

В библиотеке компонентов программы EWB МДП-транзисторы со встроенным каналом представлены двумя образцами: n-канальным и р-канальным, попарно показанными на рис. 4.48, а, на котором цифрой 4 обозначена подложка, остальные обозначения аналогичны обозначениям на рис. 4.45. Каждый тип МДП-транзистора представлен в двух вариантах: с отдельным выводом подложки и общим выводом подложки и истока. Аналогичный вид имеют обозначения МДП-транзисторов с индуцированным каналом (рис. 4.48, б).

	а
	б

Рис. 4.48. МДП-транзисторы со встроенным (а) и индуцированным (б) затвором

В диалоговом окне установки параметров МДП-транзисторов (рис. 4.49) содержатся дополнительные (по сравнению с рис. 4.46) параметры, назначения которых заключаются в следующем (в квадратных скобках — обозначения параметров, принятые в EWB 5.0):

1. Поверхностный потенциал, В (Surface potential ph [PHI]).

2. Коэффициент влияния потенциала подложки на пороговое напряжение, В^1/2 (Bulk-threhold parametr g [GAMMA]).

3. Емкость между затвором и подложкой, Ф (Gate-bulk capacitance Cgb [CGB]).

4. Емкость донной части перехода сток-подложка при нулевом смещении, Ф (Zero-bias bulk-drain junction capacitance Cbd [CBD]).

5. Емкость донной части перехода исток-подложка при нулевом смещении, Ф (Zero-bias bulk-source junction capacitance Cbs [CBS]).

6. Напряжение инверсии приповерхностного слоя подложки, В (Bulk-junction potential pB [PB]).

В программе EWB 5.0 количество параметров моделей МДП-транзисторов увеличено. Они размещаются в трех диалоговых окнах-закладках, аналогичных по внешнему виду показанному на рис. 4.57. К дополнительно введенным относятся следующие параметры:

LD—длина области боковой диффузии, м;

RSH — удельное сопротивление диффузионных областей истока и стока, Ом;

JS- плотность тока насыщения перехода сток (исток)-подложка, А/м²;

CJ— удельная емкость донной части p—n-перехода сток (исток)-подложка при нулевом смещении, Ф/м²;

CJSW— удельная емкость боковой поверхности перехода сток (исток)-подложка, Ф/м;

MJ— коэффициент плавности перехода подложка-сток (исток);

CGSO— удельная емкость перекрытия затвор-исток (за счет боковой диффузии),Ф/м;

Рис. 4.49. Окно установки параметров МДП-транзисторов

CGDO — удельная емкость перекрытия затвор-сток на длину канала (за счет боковой диффузии), Ф/м;

CGBO — удельная емкость перекрытия затвор-подложка (вследствие выхода области затвора за пределы канала), Ф/м;

NSUB — уровень легирования подложки, 1/см³;

NSS — плотность медленных поверхностных состояний на границе кремний — подзатворный оксид, 1/см²;

TOX — толщина оксида, м;

TPG- легирование затвора: +1 — примесью того же типа, как и для подложки, -1 - примесью противоположного типа, 0 — металлом;

UO- подвижность носителей тока в инверсном слое канала, См²/ В/с;

FC-коэффициент нелинейности барьерной емкости прямо смещенного перехода подложки

Параметры KF, AF и TNOM уже неоднократно рассматривались ранее.

Эквивалентные схемы МДП-транзисторов в EWB соответствуют самой простой модели первого уровня программы PSpice [2],

Для арсенид-галлиевых полевых транзисторов (встроенная модель имеется только в EWB 5.0) набор параметров по составу примерно такой же, как и для полевых транзисторов с управляющим р—n-переходом. Для них используется модель Стейтса (Statz), для которой в руководстве пользователя приводятся только выражения для тока стока [67]:

Id = 0 для Ugs - VTO < 0;

Id = ВЕТА(1 + LAMBDA U_ds)(U_gs - VTO)² [1 - (1 - 0.33ALPHA U_ds)]/[1 +BETA (U_gs-VTO)] для U_gs-VTO   0,

где U_gs — напряжение затвор-исток; VTO = -2 В — барьерный потенциал перехода Шотки; BETA = 0,0001 А/В2 — коэффициент пропорциональности; LAMBDA = 0 — параметр модуляции длины канала; U_ds, — напряжение сток-исток; ALPHA = 2 В-1 — константа (численные значения приняты по умолчанию).

Для исследования характеристик МДП-транзисторов используется схема на рис. 4.50. С ее помощью можно получить семейство выходных характеристик МДП-транзисторов при фиксированных значениях напряжения на затворе Ug и подложке Ub. Располагая такими характеристиками, можно определить крутизну транзистора S при управлении со стороны затвора, а также крутизну при управлении со стороны подложки Sb = dId/dUb; статический коэффициент усиления М = dU_d/dU_g; выходное дифференциальное сопротивление Rd = dU_d/dI_d и другие параметры.

Рис. 4.50. Схема для исследования характеристик МДП-транзисторов

10. Операционные усилители

Первоначально операционные усилители (ОУ) применялись преимущественно в аналоговых вычислительных машинах для вычисления разнообразных математических функций. Однако в связи с возросшей доступностью ОУ область их применения существенно расширилась. Поэтому под ОУ принято понимать микросхему — усилитель постоянного тока, на базе которого создаются узлы аппаратуры, характеристики которых в большинстве случаев зависят только от свойств цепи обратной связи.

Распространение ОУ в интегральном исполнении началось с крупносерийного выпуска в 1964 г. фирмой Fairchild ОУ типа mA702, затем mА709, разработанных Р. Видларом. В конце 60-х годов прошлого столетия появились отечественные аналоги этих ОУ под названием 140УД1 и 140УД2. Дальнейшее развитие схемотехники и технологии производства ОУ шло по пути увеличения коэффициента усиления входного сопротивления, исключения внешних элементов коррекции, снижения потребляемой мощности, уменьшения напряжения смещения и дрейфа нуля.

Рассмотрим параметры отечественных и импортных ОУ. В круглых скобках приводятся их названия, обозначения и единицы измерения, принятые в программе EWB 4.1, а для EWB 5.0 — в прямоугольных скобках.

1. Коэффициент усиления напряжения К_u (Open-loop gain A [A]) — отношение выходного напряжения к входному. В общем случае коэффициент усиления ОУ, не охваченного обратной связью, может достигать нескольких миллионов, однако с ростом частоты он уменьшается.

2. Частота единичного усиления f₁, Гц (Unity-gain bandwidth f u [FU]) — значение частоты входного сигнала, при котором коэффициент усиления ОУ уменьшается до единицы. Этот параметр определяет максимально возможную полосу пропускания ОУ.

3. Максимальное выходное напряжение +U_{вых макс}, В (Positive voltage swing, Vsw+ [VSW+]) и -U_{вых макс}, В (Negative voltage swing, Vsw- [VSW-]) — максимальное выходное напряжение положительной и отрицательной полярности, при котором нелинейные искажения пренебрежимо малы при рекомендуемой изготовителем схеме включения ОУ. Это напряжение измеряется относительно нулевого потенциала при заданном сопротивлении нагрузки. При уменьшении этого сопротивления максимальное выходное напряжение уменьшается.

4. Скорость нарастания выходного напряжения V_{u вых}, В/мкс (Slew rate SR [SR]) — отношение изменения выходного напряжения от 10 до 90% от своего номинального значения ко времени, за которое произошло это изменение. Этот параметр характеризует скорость отклика ОУ, охваченного отрицательной обратной связью, на ступенчатое изменение входного сигнала при усилении 1 или 10. ОУ при V_{u вых} = 15...150 В/мкс относятся к классу быстродействующих [4].

5. Напряжение смещения нуля U_см, В (Input off set voltage Vos [VOS]) — напряжение, которое нужно подать на вход ОУ, чтобы выходное напряжение равнялось нулю. Эта величина определяется разбросом параметров компонентов, входящих в состав ОУ; для компенсации U_см в большинстве ОУ имеются специальные выводы для подключения цепей подстройки.

6. Входные токи I_вх, A (Input bias current Ibs [IBS]) — токи, протекающие через входные зажимы ОУ; они обусловлены токами базы входных биполярных транзисторов или токами утечки затворов полевых транзисторов. Входные токи создают на внутреннем сопротивлении источника сигнала падение напряжения, которое вызывает появление напряжения на выходе при отсутствии на входе внешнего сигнала.

7. Разность входных токов ΔI_вх, A (Input offset current Ios [IOS]) — достигает 10—20% от I_вх, создает на входе ОУ разность потенциалов, приводящую к смещению нуля на выходе.

8. Коэффициент ослабления синфазного сигнала Кос сф, дБ (Common mode rejection ratio CMMR [CMMR]) — отношение коэффициента усиления напряжения, приложенного между входами ОУ, к коэффициенту усиления напряжения, приложенного между общей шиной и каждым входом; определяется характеристиками первого каскада ОУ.

9. Выходной ток короткого замыкания I_вых, A (Output short circuit current Isc [ISC]) — максимальное значение выходного тока ОУ, при котором гарантируется работоспособность прибора.

Рис. 4.51. Окно установки параметров ОУ

10. Input resistance Ri [RI], Ом — входное сопротивление.

11. Output resistance Ro[RO], Ом — выходное сопротивление.

12. Phase margin pm [PM] — запас по фазе на частоте единичного усиления в градусах; характеризует устойчивость ОУ.

13. Compensation capacitance Сс [СС], Ф — емкость корректирующего конденсатора, служит для обеспечения устойчивости ОУ при введении ООС. В ОУ ранних выпусков предусматривались специальные выводы для подключения такого конденсатора, сейчас он в большинстве случаев реализуется на кристалле ОУ.

14. Location of second pole fp2 [FP2], Гц - частота второго полюса передаточной характеристики (только для линейной модели ОУ на рис. 4.52, а).

15. Максимальное входное напряжение U_вх, В (в списке параметров ОУ в программе EWB отсутствует) — напряжение между входными клеммами ОУ, превышение которого приводит к выходу прибора из строя.

16. Максимальное синфазное входное напряжение U_{вх сф}, В (в EWB отсутствует) — наибольшее значение напряжения, прикладываемого одновременно к обеим входным клеммам ОУ относительно нулевого потенциала (земли), превышение которого нарушает работоспособность прибора (увеличиваются входное токи и смещение нуля, существенное уменьшается коэффициент усиления).

17. Коэффициент влияния источников напряжения питания K_{вл ип}, мкВ/В (в EWB отсутствует) — характеризует изменение выходного напряжения прецизионных ОУ при изменении напряжения источников питания (нормируется на уровне 1...10мкВ/В[4]).

Значения параметров ОУ в программе EWB 4.1 могут быть отредактированы с помощью диалогового окна на рис. 4.55 (в EWB 5.0 аналогичное окно имеет две закладки).

Прилагается список ОУ.

Как отмечалось ранее, характеристики устройств на ОУ во многом определяются видом используемой обратной связи. В общем случае обратной связью в электронных усилителях называют связь, которая обеспечивает передачу сигналов из выходных цепей усилителя во входные. Выходной сигнал усилителя в виде напряжения или тока через цепь обратной связи частично или полностью поступает на вход, где происходит вычитание (или сложение) входного сигнала и сигнала обратной связи. Таким образом, на вход усилителя будет поступать сигнал, равный разности или сумме входного сигнала и сигнала обратной связи. В качестве цепей обратной связи обычно используют пассивные цепи, частотные характеристики которых существенно влияют на свойства усилительного устройства в целом.

Приведем определения некоторых наиболее распространенных терминов, используемых в теории усилителей с обратной связью. Петлей обратной связи называют замкнутый контур, включающий в себя цепь обратной связи и часть усилителя между точками подключения обратной связи. Местной обратной связью (местной петлей обратной связи) принято называть обратную связь, охватывающую отдельные каскады или части усилителя. Общей обратной связью называют такую обратную связь, которая охватывает весь усилитель. Обратную связь называют отрицательной, если она уменьшает коэффициент усиления, и положительной, если увеличивает.

Элементы обратной связи всегда существуют в любых усилителях, даже если их не создают искусственным путем. Они обусловлены наличием емкостных, индуктивных и гальванических связей и называются паразитными. Такие обратные связи трудно поддаются расчету и при неправильном проектировании и монтаже усилителя могут привести к его самовозбуждению.

В схемной реализации усилителя и цепи обратной связи возможны варианты, когда обратная связь существует либо только для медленно изменяющейся составляющей выходного сигнала, либо только для переменной составляющей, либо произвольных значений. В этих случаях говорят, что обратная связь осуществляется по постоянному току, по переменному току, как но постоянному, так и по переменному току.

В зависимости от способа формирования сигнала обратной связи различают: обратную связь по напряжению, когда сигнал обратной связи пропорционален выходному напряжению; обратную связь по току, когда сигнал обратной связи пропорционален выходному току; комбинированную обратную связь, когда сигнал обратной связи пропорционален как напряжению, так и току выходной цепи.

По способу введения во входную цепь сигнала ОС различают: последовательную (напряжение сигнала ОС суммируется с входным напряжением), параллельную (ток цепи ОС суммируется с током входного сигнала) и смешанную (с входным сигналом суммируются ток и напряжение цепи ОС).

Рассмотрим наиболее распространенную схему усилителя с параллельной обратной связью на рис. 4.52, а, на котором обозначено: К(р) — коэффициент усиления усилителя (в частности, ОУ); Z1(p), Z2(p) — сопротивления обратной связи (активные индуктивные, емкостные или их сочетания); Ui, Uo — входное и выходное напряжение; Ua = Uo/K(p) — напряжение на входных зажимах усилителя (оператор p для простоты опущен). Применяя к цепи (рис. 4.52, а) метод наложения, получим: пренебрегая выходным сопротивлением усилителя, находим напряжение на его входных зажимах от действия Ui - Uai = Ui Z2(p)/(Zl(p) - Z2(p)); полагая входное сопротивление усилителя достаточно большим, чтобы его влиянием можно было пренебречь, и учитывая инвертирующие свойства усилителя, находим слагаемое от действия Uo - Uao = -Uo Zl(p)/(Zl(p) + Z2(p)). Следовательно, напряжение на входных зажимах усилителя Ua = Uai + Uao = (Ui Z2(p) - Uo Zl(p))/(Zl(p) + Z2(p)). С другой стороны, Ua = Uo/K(p), т.е. Uo/K(p) = (Ui Z2(p) -Uo Zl(p))/(Zl(p) + Z2(p)), откуда получаем коэффициент передачи усилителя с параллельной отрицательной обратной связью(ОС)

Ki(p) = Uo/Ui = K(р)/(1 + β(р) К(р)), (4.10)

где β(р) = Zl(p)/Z2(p) — коэффициент обратной связи, дающий количественную оценку степени влияния цепи ОС. Он показывает, какая часть выходного сигнала поступает на вход усилителя в качестве сигнала ОС.

Например, в простейшем случае инвертирующего усилителя Z1(р) = Rl, Z2(p) = R3, тогда при К(р) = А (так обозначается в диалоговом окне ОУ его коэффициент усиления без ОС) β= R1/R3 и Ki = А/(1 + βА). Если βА>>1, что чаще всего бывает, то Ki = 1/β= R3/R1. Заметим, что в более общем случае коэффициент усиления ОУ без ОС К(р) может быть представлен в виде одного или двух апериодических звеньев. В этом случае говорят об одном или двух полюсах ОУ, определяемых соответствующими постоянными времени звеньев. Чаще всего ОУ представляется одним апериодическим звеном с постоянной времени, определяемой частотой единичного усиления.

Рассмотрим, как изменяются основные параметры усилителя при введении ОС.

Коэффициент усиления. При положительной обратной связи входной сигнал и сигнал ОС суммируются и коэффициент усиления усилителя, как следует из вышеизложенного, определяется выражением: К = К_o/(1 - βK_o), где К_o — коэффициент усиления усилителя без обратной связи (параметр А в диалоговом окне ОУ), произведение βК_о называют петлевым усилением, а (1 - βК_o) — глубиной обратной связи.

Значение петлевого усиления при положительной обратной связи ограничено условием βК_o < 1. При βК_o   1 усилитель становится автогенератором и не может рассматриваться как усилитель, так как выходной сигнал перестает быть однозначно зависимым от входного. Если βКo > 1, то любой входной сигнал, вызванный наводками или колебаниями параметров активных элементов, усилится и вернется на вход усилителя равным или больше входного. Суммируясь с ним, он вызывает появление большего выходного сигнала, который в свою очередь суммируется с входным и вызывает дальнейшее увеличение выходного сигнала. В итоге любой сигнал, возникший в линейной усилительной цепи, охваченной положительной ОС, вызовет появление выходного сигнала, значение которого нарастает и стремится к бесконечности. В реальном усилителе такое усиление невозможно из-за ограничений выходного сигнала. В результате будет не "бесконечно" большое усиление, а возникновение незатухающих колебаний. Форма колебаний зависит от параметров цепи обратной связи и коэффициента усиления усилителя.

Так как сигнал положительной ОС суммируется с входным сигналом, то дополнительным условием возникновения автоколебаний является нулевой сдвиг фазы между этими сигналами. Таким образом, если на какой-то частоте выполняются условия βК_o > 1 и фаза φ =0°, то усилитель самовозбуждается, причем, если эти условия выполняются только на одной частоте, то сигнал автоколебаний будет иметь синусоидальную форму. Если условия самовозбуждения выполняются в полосе частот, выходной сигнал будет иметь несинусоидальную форму.

Если усилитель или цепь ОС вносит фазовый сдвиг, равный 180°, то входной сигнал и сигнал обратной связи вычитаются друг из друга и ОС становится отрицательной. Коэффициент усиления усилителя с обратной связью в этом случае К = К_o/(1 + βК_o). Поскольку для инвертирующего усилителя β= R1/R3, то формула К = R3/R1 для расчета усиления на постоянном токе справедлива только при βК_o>>1. Это условие является необходимым и для соотношений, использованных нами при анализе сумматоров, интеграторов и других рассматриваемых ниже устройств.

Расчеты показывают [48], что относительное изменение коэффициента усилении усилителя, охваченного отрицательной ОС, вызванное относительным изменением коэффициента усиления самого усилителя, уменьшается в (1 + βК_o) раз. Изменения параметров цепи обратной связи существенно влияют на коэффициент усиления усилителя, поэтому к их стабильности предъявляют повышенные требования. Например, усилитель имеет параметры: К_o = 10⁴, β= 0,1; К = 9,990. В результате старения элементов и изменения напряжения питания коэффициент усиления усилителя уменьшился в два раза и стал равным К = 5.10³. Тогда относительное изменение коэффициента усиления усилителя составит всего 0,2%. Изменение же в два раза коэффициента обратной связи (β= 0,05) приведет к изменению коэффициента усиления на 50%.

Таким образом, если выполняется условие βК_o >> 1, то можно считать, что К не будет зависеть от параметров усилителя и будет примерно равен 1/β. Если цепь отрицательной обратной связи вносит небольшие фазовые сдвиги, то при βКo>>1 фазовый сдвиг усилителя существенно уменьшается и определяется в основном фазовым сдвигом цепи обратной связи.

Выходное сопротивление усилителя зависит от того, каким образом вводится ОС. Если отрицательная ОС вводится по напряжению, то выходное сопротивление уменьшается, если по току — увеличивается.

Введение ОС широко используется для целенаправленного изменения выходного сопротивления и позволяет реализовать усилители с очень малыми (сотые доли ома) и очень большими (сотни — тысячи мегом) выходными сопротивлениями. При введении ОС по напряжению усилитель приближается к идеальному источнику напряжения, выходной сигнал которого мало меняется при различных сопротивлениях нагрузки. ОС по току стабилизирует ток нагрузки, приближая усилитель к идеальному источнику тока.

Входное сопротивление также зависит от способа введения во входную цепь сигнала ОС. При ее отсутствии входное сопротивление определяется входными напряжением и током усилителя. При последовательной схеме введения ОС входное сопротивление увеличивается в (1 + βК_o) раз при отрицательной обратной связи и уменьшается в (1 - βК_o) раз при положительной.

Введение параллельной ОС эквивалентно включению параллельно входному сопротивлению усилителя дополнительного сопротивления, в результате чего входное сопротивление уменьшается как при отрицательной, так и при положительной ОС. При больших К_o и малом сопротивлении в цепи обратной связи входное сопротивление может составить десятые и тысячные доли ом.

Таким образом, применение ОС позволяет управлять значением входного сопротивления и обеспечивать как достаточно высокие (десятки — тысячи мегом), так и очень малые (десятые — тысячные доли ом) его значения.

Теперь перейдем к исследованию моделей ОУ: в программе EWB 4.1 их две. Модель ОУ на рис. 4.52, б не имеет выводов для подключения источников питания, однако их напряжение можно задать косвенно через значения максимального выходного напряжения Vsw- и Vsw+. ОУ на рис 4.52, в имеет выводы питания (параметры Positive Power Supply и Negative Power Supply на рис. 4.51), что позволяет использовать его в устройствах с одним источником питания или двумя разными источниками (например, +5 В и -15 В). Другие, более существенные различия этих моделей заключаются в различии возможностей моделирования тех или иных особенностей реальных ОУ.

а	б	в

Рис. 4.52. Схема включения ОУ (а) и его линейная (б) и нелинейная (в) модели

Рис. 4.53. Эквивалентная схема линейной модели ОУ

Для определения характеристик линейной модели (рис. 4.52, б) обратимся к ее эквивалентной схеме (рис. 4.53), составленной на основании ее текстового описания, полученного в результате применения команды Export to SPICE из меню File. Она состоит из четырех каскадов. К зажимам 1, 2 первого (пассивного) каскада подключается источник входного напряжения. В первом каскаде учитывается входное сопротивление Ri, напряжение смещения нуля имитируется источником Uos, входные токи — источниками тока Ib1 и Ib2, определяемых через задаваемые в окне (см. рис. 4.51) входные токи в соответствий с формулами:

Ib1 = IBS + IOS/2; Ib2 = IBS - IOS/2.

Последующие три каскада являются активными. Они выполнены на управляемых напряжением источниках тока Gl, G2, G3.

Исследование поведения модели при задании различных значений параметров в диалоговом окне ОУ позволило получить следующие результаты: сопротивления резисторов R2 и R3 равны выходному сопротивлению ОУ, емкость Сс — емкости корректирующего конденсатора (см. рис. 4.51). Сопротивления резисторов R1 = 1 кОм для всех линейных моделей ОУ), R2 = R3 = 1 Ом (для ОУ типа Ideal, для других типов определяются значением выходного сопротивления Ro). Коэффициенты передачи управляемых источников оставались неизменными во всех режимах испытания модели ОУ. Емкости конденсаторов С1 и С2 определяются значениями параметров FU и FP2 соответственно. При нулевых значениях этих параметров С1 = 1,6 10^-30 Ф, C2 = 1,6 10^-33 Ф. При частоте единичного усиления FU = 1 МГц значение емкости С2 не меняется, а емкость С1 = 160 мкФ; если дополнительно установить частоту второго полюса FP2 = 1 МГц, то С1 = 160 мкФ, С2 = 0,16 мкФ (такое же значение С2 сохраняется и при FU = 0). Проверим полученные результаты расчетом и заодно выясним физическую сущность полюсов. Частота первого полюса определяется, с одной стороны, как FP1 = FU/A = 10⁶/10⁶ = 1 Гц, где А = 10⁶ — коэффициент усиления ОУ на постоянном токе. С другой стороны, из схемы (рис. 4.53) следует, что FP1 = 1/(2 π R1С1) = 1/(2π 10³ 160 10^-6) = 1 Гц. Таким образом, результаты совпали. Частота второго полюса определяется как (см. рис. 4.53) FP2 = l/(2 π R2C2) = 1/(2π 0,16 10^-6) =1 МГц, что совпадает с заданным значением в диалоговом окне.

Перейдем теперь к рассмотрению эквивалентной схемы нелинейной модели ОУ (рис. 4.54). В руководстве [67] она называется моделью Бойля-Кона-Педерсона (Boyle-Cohn-Pederson) и практически не отличается от рассмотренной в работе [2]. Модель состоит из дифференциального каскада на транзисторах Ql, Q2, четырех управляемых напряжением источников тока и нелинейных элементов на диодах D1...D4, имитирующих нелинейность выходного каскада ОУ. Цепочка из диодов Dl, D2 и резистора R01 ограничивает выходной ток ОУ, а диоды D3, D4 и источники смещающего напряжения Uc, Ue образуют двусторонний ограничитель выходного напряжения. Сопротивление каждого из резисторов R01 и R02 равно половине выходного сопротивления ОУ, задаваемого в окне (см. рис. 4.51). Значения напряжения смещения VOS и входных токов IOS и IBS передаются в схему модели путем изменения тока насыщения IS и коэффициента усиления тока BS для каждого транзистора дифференциального каскада. Конденсатор С1 позволяет воспроизводить двухполюсный характер частотной характеристики ОУ. Емкость этого конденсатора задается косвенно через параметры Сс (емкость корректирующего конденсатора) и частоту единичного усиления FU. Емкость конденсатора Се, которая обратно пропорциональна задаваемой в диалоговом окне скорости нарастания выходного напряжения, позволяет имитировать несимметричность выходного импульса ОУ в неинвертирующем включении [2].

Таким образом, основным отличием модели ОУ на рис. 4.52, в от модели на рис. 4.52, б является возможность имитации нелинейности выходного каскада ОУ.

Рис. 4.54. Эквивалентная схема нелинейной модели ОУ

11. Цифровые микросхемы

Полупроводниковая электроника берет свое начало в 194S г., когда группой разработчиков фирмы Bell был создан первый транзистор. Спустя 11 лет инженерами фирмы Texas Instruments была разработана первая микросхема, состоявшая всего из шести транзисторов, а в 1971 г. ныне всемирно известная фирма Intel разработала первый 4-разрядный микропроцессор 4004, содержавший более 2000 транзисторов. В дальнейшем микроминиатюризация электронных компонентов достигла таких темпов, что это послужило поводом для весьма образного сравнения в журнале Scientific American (1982 г.): "Если бы авиапромышленность в. последние 25 лет развивалась столь же стремительно, как и промышленность средств вычислительной техники, то сейчас самолет "Боинг-767" стоил бы 500 долларов и совершал облет земного шара за 20 минут, затрачивая при этом 5 галлонов топлива". Поразительные результаты, достигнутые в микроэлектронике, стали возможны благодаря не только новейшим полупроводниковым технологиям, но и огромному багажу схемотехнических решений, накопленному в течение десятилетий многомиллионной армией разработчиков. Несмотря на поражающие воображение количества транзисторов, собранных на крошечных полупроводниковых кристаллах, следует все-таки помнить, что они представляют собой наборы из. простейших элементов, к рассмотрению которых мы и перейдем.

В зависимости от технологии изготовления интегральные микросхемы (ИМС) подразделяются на серии (семейства), различающиеся физическими параметрами базовых элементов и их функциональным назначением. Наибольшее распространение получили ИМС, изготовляемые по ТТЛ- и КМОП-технологиям. (ТТЛ — транзисторно-транзисторная логика с использованием биполярных транзисторов, КМОП — с использованием комплементарных МОП-транзисторов).

Первой была выпущена ТТЛ-серия SN74/SN54 (74 — коммерческая, 54 — для военных применений). Отечественным аналогом серии SN74 стала популярная в свое время серия 155. В1967 г. дополнительно разработаны семейства SN74H/54H (High speed — быстродействующая, отечественные аналоги — серии 131 и 130) и SN74L/54L (Low power — маломощная, аналоги — серии 158 и 136).

В 1969 г. разработана серия SN74S/54S (серии 531 и 530), в 1971 г. — серия SN74LS/54LS (серии 555 и 533), в 1979 г. — серия SN74F/54F фирмы Fairchild (FAST — Fairchild's Advanced Schottky TTL, серия 1531), в 1980 г. — серия SN74ALS/54ALS (серия 1533), в 1982 г. — серия SN74AS/54AS (в обозначениях серий S — Schottky, LS — Low power Schottky, ALS — Advanced Low power Schottky, AS — Advanced Schottky, Advanced — усовершенствованная). Использование диодов с барьером Шотки позволило значительно повысить быстродействие ИМС за счет предотвращения глубокого насыщения транзисторов в ключевом режиме. Приятной для разработчика особенностью всех перечисленных серий является полное совпадение номеров выводов и обозначения типа для ИМС одинакового функционального назначения. Например, если SN7472 — JK-триггер, то обозначение 72 будет сопутствовать ему во всех сериях. Этот же принцип используется и в отечественных ИМС, хотя тип здесь обозначается буквами. Заметим, что в EWB 5.0 для всех цифровых ИМС введена нумерация выводов, что существенно облегчает задачу определения их функционального назначения при сопоставлении с отечественными аналогами.

В библиотеке программы EWB используется только серия SN74. В число редактируемых параметров цифровых ИМС входят следующие (в скобках приводятся обозначения для EWB 4.1):

VOH, VOL — верхний и нижний уровни выходного сигнала (напряжение логической единицы и логического нуля); в EWB 4.1 эти параметры отсутствуют;

VIH (Vih), VIL (Vil) — верхний и нижний уровни входного сигнала;

TPLH (Tplh) — задержка распространения сигнала при включении (обычно дается на уровне 1,0);

TPHL (Трhl) — задержка при выключении (на уровне 0,1);

VTG (Vth) — среднее напряжение срабатывания.

Для облегчения работы с библиотекой прилагается список отечественных аналогов серии SN74.

Цифровые ИМС КМОП-серии получили название от своего базового элемента, в котором используется так называемая комплементарная пара из двух МОП-транзисторов различной проводимости. Такие ИМС характеризуются малым потреблением мощности в статическом режиме (0,02...1 мкВт на вентиль), большим диапазоном питающих напряжений (3...18 В), высоким входным сопротивлением (до десятков ТОм), большой нагрузочной способностью, незначительной зависимостью характеристик от температуры, малыми размерами транзисторов в интегральном исполнении и, как следствие, более высокой степенью интеграции по сравнению с ТТЛ-микросхемами.

Первые ИМС по КМОП-технологии разработаны фирмой RCA в 1968 г. Эта серия имела название CD4000 (отечественные аналоги — серии 164 и 176), затем последовали серии CD4000A, CD4000B (отечественные аналоги — 564, 561 и 1561), а также МС14000А и МС14000В фирмы Motorola и 54НС фирмы National Semiconductor в 1981 г. (отечественный аналог — серия 1564). В программе EWB в качестве библиотечных используются ИМС фирмы RCA, большинство которых приведено в следующем перечне.

Приведем систему обозначений входов и выходов простейших логических элементов, используемых в программе EWB. Обозначения для ТТЛ-серии приводятся в первых круглых скобках, для КМОП — во вторых, при одинаковых обозначениях— без скобок:

Вывод для питания — (Ucc), (Udd);

Общий вывод — (GND), (Uss);

Вывод не подключен — NC;

Входы — (А, В, С...),(I);

Выходы — (Y), (О);

Вход стробирования — G.

Приведем пример обозначения последовательности выводов для 2-входовых логических элементов:

(1А 1B 1Y, 2А 2В 2Y, ЗА 3В 3Y, 4А 4В 4Y), (I1 I2 О1, I3 I4 O2, I5 I6 О3, I7 I8 O4).

Для более сложных ИМС определение функционального назначения их выводов целесообразно проводить путем сопоставления с отечественными аналогами [4—10]. Для более оперативной ориентации при работе с цифровыми ИМС приведем перечень наиболее распространенных мнемонических обозначении на их функциональных схемах и в таблицах состояний [5, 7].

А = В (Parity)— выход равенства операндов А и В.

A/S (Asynchro/Synchro) — вход асинхронного и синхронного режимов.

B/D (Binary/Decimal) — вход переключения счета с двоичного на десятичный.

С (Clock input) — вход тактовых импульсов.

C_D (Count down) — вход тактовых импульсов на уменьшение счета (в реверсивных счетчиках).

С_U (Count up) — вход тактовых импульсов на увеличение счета.

СЕ (Clock enable) — вход разрешения для тактовых импульсов.

СЕР (Count enable parallel) — вход параллельного наращивания разрядов счетчика.

СЕТ (Count enable trickle) — вход разрешения счета при наращивании разрядов счетчика;

CLR (Clear) - вход сброса.

C_in, С_n (Carry in) — вход для разряда переноса.

CS (Chip select) — выбор кристалла; определяет доступ к одной из ИМС устройства.

D (Data input) — вход данных триггера, счетчика, регистра.

DSI (Data serial input) — вход последовательных данных.

DS (Data select) — вход выбора данных.

DL, DR (Data left, Data right) - входы для последовательной загрузки (регистра) слева, справа.

DSL, DSR (Data shift left, Data shift right) — входы для сдвига данных влево, вправо.

Е (Enable) — вход сигнала разрешения.

ЕС (Enable count) — вход сигнала разрешения счета.

ЕЕ (Enable even) — вход сигнала разрешения, счетный.

EI (Enable input) — вывод ИМС, по которому дается разрешение на прием данных.

EIО (Enable input/output) — вывод для одновременного разрешения по входу и выходу.

EО (Enable output) — вывод для разрешения по выходу.

LSB (Least significant bit) — младший значащий разряд (МЗР).

M (Mode control) — выбор режима "Арифметика-логика" в АЛУ.

РЕ (Parallel enable load) — вход разрешения параллельной загрузки.

P/S (Parallel/serial) — вход переключения режимов параллельной или последовательной загрузки.

R (Reset) — асинхронный сброс данных.

RE (Read enable) — вход разрешения чтения.

S (Set) — установка триггера, счетчика, регистра.

S (Set enable) — разрешение предварительной параллельной записи.

SI (Serial input) — вход последовательный.

SIR,SIL (Serial input right, SI left) — вход последовательный справа, слева.

PR (Synchro reset) — вход сброса синхронно с тактовым импульсом.

TС (Terminal count) — выход окончания счета.

TCD (Terminal count down) — то же, на уменьшение счета.

TСU (Terminal count up) — то же, на увеличение счета.

Рассмотрим так называемые базовые элементы, из которых набираются самые сложные цифровые ИМС.

Схема базового элемента (вентиля) ТТЛ-серии показана на рис. 4.55, а. Она содержит три основных каскада: входной на транзисторе VT1, фазорасщепительный на транзисторе VT2 с возможностью реализации на нем функции ИЛИ и выходной усилитель на транзисторах VT3 и VT4 [49].

В качестве транзистора VT1 используется многоэмиттерный транзистор, отсутствующий в библиотеке EWB. Принцип действия входного каскада легко понять, если переходы база-эмиттеры представить в виде диодов, как показано на рис. 4.55, б. Тогда очевидно, что если входные диоды (входы А, В) подключены к шине с высоким напряжением (4...5 В), то ток резистора R1 потечет через коллекторный диод в базу транзистора VT2. Если же хотя бы один из входных диодов подключен к земляной шине или к шине с низким напряжением, то таким же образом окажется подключенным и резистор R1. На базе транзистора VT1 при этом будет низкое напряжение (превышающее входное на величину напряжения база-эмиттер) и базовый ток транзистора VT2 станет равным нулю.

Таким образом, при высоких напряжениях на обоих входах на коллекторе транзистора VT1 также будет высокое напряжение; если же хотя бы на один из входов подано близкое к нулю напряжение, то на коллекторе VT1 установится низкое напряжение, а это означает, что входной транзистор выполняет логическую функцию И.

Фазорасщепляющий каскад выполнен на транзисторе VT2 и резисторах R2, R3 примерно равного сопротивления (около 0,25...0,33 от R1). При этом насыщение транзистора VT2 достигается уже при достаточно малом коэффициенте усиления тока. Когда на все логические входы схемы подано высокое напряжение, через переход база-коллектора транзистора VT1 в базу VT2 подается управляющий ток, в результате чего VT2 открывается. При этом напряжение в точке Е может возрасти только до напряжения база-эмиттер транзистора VT4, а напряжение в точке С (на коллекторе VT2) снизится до значения, равного сумме напряжений открытых диода VD и транзистора VT3. Если хотя бы на один из логических входов подается низкое напряжение (сигнал логического нуля), то транзистор VT1 открывается, отключая управляющий базовый ток транзистора VT2, в результате чего VT2 закрывается и через резисторы R2, R3 протекает только ток утечки, поэтому напряжения в точках Е и С близки к нулю и Ucc соответственно. Логическая функция ИЛИ может быть реализована при параллельном соединении двух или более подобных фазорасщепительных каскадов (в точках С и Е).

Основным транзистором выходного каскада является транзистор VT4. Когда на входы А, В (рис. 4.55, б) подано высокое напряжение, транзисторы VT2 и VT3 открыты. В этом случае напряжение в точке С будет равно, как указано выше, напряжению двух открытых р—n-переходов. Если временно исключить из рассмотрения транзистор VT4 и рассматривать только цепь, содержащую диод VD и транзистор VT3, то напряжение в точке S будет ниже напряжения в точке С на величину, равную напряжению на двух р—n-переходах. При этом напряжение на базе транзистора VT4 будет достаточным (именно за счет диода VD) для поддержания его в открытом состоянии, т. е. на выходе S будет действовать напряжение, равное напряжению насыщения транзистора VT4 (сигнал логического нуля).

Если хотя бы на один из входов вентиля А или В подано низкое напряжение, то транзисторы VT2 и VT4 закрыты. Через резистор R2 течет только ток утечки транзистора VT2, поэтому напряжение в точке С близко к напряжению питания Vcc, а потенциал в точке S ниже потенциала С на величину падения напряжения на двух открытых переходах. Падением напряжения на резисторе R2 от базового тока транзистора VT4 можно пренебречь. Таким образом, при наличии хотя бы на одном из входов вентиля низкого напряжения выходное напряжение вентиля ниже напряжения питания на падение напряжения на двух p—n-переходах. В различных сериях ТТЛ используются разные схемы выходных каскадов, однако всегда между шиной Ucc и выходом S имеются два последовательно включенных p—n-перехода. Резистор R4 служит для защиты транзистора VT3 при закорачивании выхода S на "землю".

Базовый элемент серии 54/74 (155) (рис. 4.56) немного отличается от рассмотренного (рис. 4.55). Основное отличие заключается в том, что диод VD включен в эмиттерную, а не в базовую цепь транзистора. На рис. 4.56 показан также подключенный к выходу мультиметр и имитатор входного сигнала, выполненный на ключе Z. В положении ключа, показанном на рисунке, на входе формируется сигнал логической единицы. При переводе ключа в другое положение вход вентиля подключается через резистор Ri к общей шине, в результате чего на входе вентиля формируется сигнал логического нуля.

а	б

Рис. 4.55. Базовая схема элемента ТТЛ-серии (а) и эквивалентная схема многоэмиттерного транзистора (б)

Рис. 4.56. Схема базового элемента серии 54/74

а	б

Рис. 4.57. Базовая схема инвертора (а) и элемента ИЛИ-НЕ (б) КМОП-серии

Рассмотрим теперь базовые элементы ИМС КМОП-серии. Простейшим элементом этой серии является КМОП-инвертор, схема которого показана на рис. 4.57, а. Она составлена из КМОП-транзисторов разного типа проводимости, транзистор n-типа подключен истоком к нулевому потенциалу, транзистор р-типа — к положительной шине источника питания. Схема реализует логическую операцию НЕ и обеспечивает работу в режиме положительной логики. В таком режиме работают большинство ИМС КМОП-серий.

Для реализации функции ИЛИ-НЕ (рис. 4.57, б ) используется параллельное включение МОП-транзисторов n-типа и последовательное (ярусное) включение транзисторов р-типа. Кроме того, каждый из входных транзисторов n-типа связан по затвору с транзистором р-типа. Для реализации функции И-НЕ (рис. 4.58 ) параллельно включаются транзисторы р-типа и последовательно — транзисторы n-типа. При подаче на вход схемы ИЛИ-НЕ сигнала X1 высокого уровня откроется транзистор VT1 и закроется VT4. В результате на выходе схемы формируется низкий уровень напряжения. При подаче на оба входа (X1 и Х2) сигналов низкого уровня транзисторы VT1 и VT2 закрываются, но открываются транзисторы VT3 и VT4, в результате чего на выходе схемы напряжение будет близко к напряжению питания Ucc. Таким образом, перезаряд емкости нагрузки, подключаемой между выходным зажимом Y и общей шиной, всегда осуществляется через открытый Транзистор р- или n-типа, что повышает быстродействие схемы.

Мощность, потребляемая схемой на КМОП-транзисторах, расходуется в основном во время переходного процесса на заряд выходных паразитных емкостей схемы и собственных емкостей транзистора. Поэтому с увеличением частоты переключения, а также при увеличении выходной эквивалентной емкости потребляемая мощность возрастает в соответствии с выражением Р_дин = 2С F (U_cc)², где С — эквивалентная емкость нагрузки; F — рабочая частота; U_cc — напряжение источника питания.

В статическом режиме потребляемая мощность определяется напряжением питания и токами утечки закрытого МОП-транзистора. Для уменьшения мощности, потребляемой в динамическом режиме, необходимо в первую очередь снижать ёмкость нагрузки.

Минимальное напряжение питания схемы на КМОП-транзисторах определяется напряжением отпирания р-канального транзистора, так как оно больше, чем напряжение отпирания n-канального транзистора. Естественно, что напряжение питания выбирается больше напряжения отпирания. Это обеспечивает схеме на КМОП-транзисторах высокую помехоустойчивость и быстродействие.

Рис. 4.58. Схема базового элемента И-НЕ КМОП-серии

Схема И-НЕ на рис. 4.58 содержит имитатор входного сигнала на ключах А, В и мультиметр для проверки правильности функционирования схемы. В положении переключателей, показанных на схеме, на входы А, В подаются сигналы логической единицы. При этом транзисторы VT1, VT2 будут закрыты, а транзисторы VT3, VT4 — открыты и на выходе Y мультиметром будет фиксироваться низкий уровень сигнала логического нуля. Достаточно один из выключателей перевести в другое положение и один из двух нижних транзисторов закроется, при этом на выходе Y будет фиксироваться высокий уровень сигнала логической единицы, что и соответствует логике работы элемента И-НЕ.

Контрольные вопросы:

Контрольные вопросы и задания (часть 1)

1. Какой командой можно восстановить в ее первоначальном виде после внесения изменений?

2. Каким образом можно получить твердую копию (на принтере) схемы и список составляющих ее компонентов?

3. Какой командой можно скопировать изображение схемы в отчет по лабораторной работе, подготавливаемый в текстовом редакторе Word?

4. Каким образом можно составить библиотеку моделей компонентов, состоящую из отечественных компонентов?

5. Какими командами можно изменить графическое изображение компонентов (например, конденсатора переменной емкости)?

6. Что из себя представляет подсхема и как ее создать?

7. Что обозначает выделение объекта? Выделите часть схемы и попытайтесь ее переместить в другое место экрана, пользуясь клавишами управления курсором или мышью.

8. Какой командой можно присвоить компоненту позиционное обозначение (C1, C2, R1 и т.д.) и какое правило используется при присвоении позиционных обозначений однотипных компонентов?

9. Какими командами можно изменить цвет проводника и для чего это нужно?

10. Какой командой можно удалить из схемы обозначения номинальных значений компонентов и их тип?

11. Каким образом можно масштабировать размеры изображения схемы?

12. Как на схеме обозначаются контрольные точки (номера нод), для чего они нужны и в каких случаях их надо знать?

13. Какая команда используется для установки параметров моделирования общего характера?

14. Каким образом можно индивидуально изменить температуру компонента моделируемой схемы?

15. Каким образом можно получить краткие сведения о модели конкретного компонента

 Контрольные вопросы и задания(часть 2)

1. Каким образом можно подключить вывод компонента к проводнику?

2. Какие компоненты располагаются в каталогах библиотек Custom и Favorities?

3. Назовите элемент для образования в схеме узла соединений. Какие дополнительные функции может он выполнять?

4. Составьте схему цепи, состоящей из последовательно включенных батареи напряжением 5 В и переменного резистора сопротивлением 10 кОм. Между подвижным контактом потенциометра и одним из зажимов батареи включите вольтметр. Изменяя положение подвижного контакта нажатием назначенной Вами клавишей клавиатуры, по показаниям вольтметра определите направление его перемещения.

5. Подготовьте схему цепи, состоящей из источника переменного синусоидального напряжения и вольтметра. Установите напряжение источника 10 Полагая, что вольтметр измеряет эффективное значение напряжения, выясните, какому значению соответствует установленное напряжение источника - эффективному или амплитудному.

6. Почему в опыте по п. 4 вольтметр имеет нулевые показания в режиме измерения постоянного тока?

7. Составьте схему цепи, состоящей из последовательно включенных источника постоянного тока, амперметра и переменного резистора сопротивлением 10 кОм (к схеме подключается вывод подвижного контакта и одного из неподвижных). Изменяя положение подвижного контакта нажатием назначенной клавишей, убедитесь, что ток в цепи не меняется. Объясните - почему?

8. Соберите цепь, состоящую из источника постоянного тока и предохранителя, установив ток срабатывания 10 мА. Изменяя ток источника, установите факт срабатывания предохранителя при указанном значении тока.

9. Подключите вольтметр к генератору прямоугольных импульсов, установив амплитуду выходного сигнала 10 В. Почему измеряемое вольтметром напряжение равно половине установленного как в режиме измерения постоянного так и переменного тока? Сделайте вывод о форме выходного сигнала генератора.

10. Подготовьте схему цепи, состоящей из последовательно включенных источника постоянного напряжения, резистора 1 кОм и стабилитрона. Параллельно стабилитрону подключите вольтметр. Установите зависимость напряжения на стабилитроне от напряжения источника. Полученное напряжение стабилизации сравните со значением параметров модели стабилитрона.

11. Составьте схему цепи, состоящей из двух батарей напряжением 2 и 12 В, аналогового умножителя и вольтметра. Одну батарею подключите ко входу X, вторую - ко входу Y умножителя, а к его выходу - вольтметр. Убедитесь в правильности функционирования умножителя.

12. При подготовке схемы иногда возникает необходимость перемещения ее отдельных фрагментов. Каким образом это можно сделать? В качестве тренировки переместите собранную в п. 10 схему в левый угол экрана, не используя линейку прокрутки или перетаскивание отдельных символов компонентов курсором.

13. Соберите схему, состоящую из последовательно включенных источника постоянного тока и реле. Изменяя ток источника, убедитесь в правильности функционирования реле.

14. Соберите схему, состоящую из батареи и лампы накаливания. Определите напряжения, при которых лампа зажигается и перегорает.

15. Определите напряжение срабатывания светоиндикатора.

 

Контрольные вопросы и задания(часть 3)

1. Каким образом подключаются в цепь амперметр и вольтметр?

2. Почему для мультиметра регламентируется величина тока в режиме омметра?

3. Что такое децибел и чье имя носит эта единица измерения?

4. Какому значению соответствует задаваемое на лицевой панели фунционального генератора выходное напряжение - амплитуде сигнала или его эффективному значению? Ответ проверьте измерением выходного напряжения осциллографом.

5. Каким образом в функциональном генераторе можно получить однополярный сигнал?

6. Чему будет равно напряжение между клеммами "+" и "-" функционального генератора при установке на его лицевой панели напряжения 10 В?

7. Обычно вольтметры измеряют эффективное значение напряжения (другие случаи оговариваются особо). Измерьте выходное напряжение функционального генератора с помощью мультиметра и сравните полученные результаты с осциллографическими измерениями.

8. Из сравнения результатов измерения эффективного значения и амплитуды напряжения на выходе функционального генератора установите соотношения между этими величинами для синусоидального, треугольного и прямоугольного сигналов (коэффициент заполнения выберите равным 50%).

9. Установите пределы регулирования чувствительности осциллографа по вертикали, а также диапазон разверток.

10. Каким образом с помощью осциллографа можно получить значения амплитуды сигнала и его частоты?

11. Каким образом можно получить разноцветные осциллограммы сигналов на экране осциллографа и как их разнести по вертикали для удобства наблюдения?

12. Какими двумя способами можно получить точные значения коэффициента усиления и фазового сдвига на данной частоте с помощью измерителя АЧХ и ФЧХ?

13. Каким образом в генераторе слов на рис. 3.7 задаются двоичные комбинации сигналов и где находятся младший и старший разряды?

14. Чем отличается генератор слов на рис. 3.7 от генератора на рис. 3.10?

15. Для каких целей в логическом анализаторе используется режим запуска по заданной двоичной комбинации контролируемых с его помощью сигналов?

Контрольные вопросы и задания (часть 4)

1. Назовите основные характеристики конденсаторов и определите их значимость в зависимости от области применения.

2. Назовите основные параметры резисторов. Приведите классификацию индуктивных элементов и перечислите их основные параметры.

3. Как устроен полупроводниковый диод?

4. Какие типы p-n-переходов вы знаете?

5. Какие схемы включения транзисторов Вы знаете?

6. Перечислите малосигнальные параметры транзисторов. Назовите параметры транзисторов для больших сигналов.

7. Чем отличаются униполярные, полевые и канальные транзисторы?

8. Чем отличаются МДП- и МОП-транзисторы?

9. Какую роль играет подложка в МДП транзисторах?

10. Что такое пороговое напряжение и напряжение отсечки?

11. Какой параметр определяет коэффициент подавления синфазной составляющей в ОУ? Какие значения имеет этот коэффициент в реальных ОУ?

12. Когда и где были созданы первая микросхема и первый микропроцессор?

13. Что из себя представляет ТТЛ- и КМОП-серии цифровых ИМС?

14. Что позволило радикально повысить быстродействие ТТЛ серии?

15. Какое основное преимущество имеют цифровые КМОП-микросхемы по сравнению с ТТЛ и на каких частотах оно проявляется?