1.2.3 Область верхних частот

Э квивалентная схема для области верхних частот приведена на рис.8. Здесь из общей схемы исключены и т.к. X_cp1 << R_вх.ус, X_ср2<< R_н. В этом диапазоне частот необходимо учитывать:

1) инерционные свойства транзистора, т.е. уменьшение коэффициента передачи тока базы транзистора _(j)=₀/(1+j_)от частоты;

2) паразитную емкостью С₀, которая шунтирует эквивалентное сопротивление нагрузки R_н.экв, а следовательно уменьшает коэффициент усиления транзисторного каскада. В результате с увеличением частоты выходное напряжение и, следовательно, коэффициент усиления уменьшаются.

Комплексный коэффициент передачи каскада в области высоких частот (ВЧ) с учетом обоих факторов имеет вид:

,

где _в=_+_ ;_=₀/(2_) - постоянная времени транзистора, _ -верхняя граничная частота транзистора; ₀=С₀R_н.экв- постоянная времени области высоких частот, определяемая С_о.

Отсюда нормированная АЧХ для области ВЧ имеет вид:

,

а верхняя граница частота _в=1 /_в

Для уменьшения неравномерности АЧХ в области ВЧ (расширения полоса пропускания) необходимо уменьшить _в. Однако, значительно уменьшить _в рациональным выбором элементов схемы невозможно т.к. _в определяется и параметрами транзистора. Поэтому для расширения диапазона усиливаемых частот в области ВЧ необходимо выбирать транзистор с малой _.

1.3 Усилитель с rc - связью в импульсном режиме

При усилении импульсных сигналов искажения создаваемые усилителем оцениваются по параметрам ее переходной характеристики. Под переходной характеристикой h(t) понимают отклик (выходной сигнал) при подаче на вход скачка (перепада) напряжения U₁(t)=Е₀^. 1(t), где Е₀- амплитуда перепада; 1(t)-единичная функция.

На рис.9 приведены переходные характеристики (ПХ):

а) идеального усилителя h(t)= 1(t);

в) реального h(t)= , где _н и _в постоянные времени транзисторного каскада в области низких и верхних частот, причем _н_в. Отличие между ПХ наблюдаются в области малых времен, когда t < _в, т.е. t и в области больших времен, когда t  _н т.е. t.

Для малых времен (t<_н) выражение для h(t) можно упростить: h(t)=1- . Этому выражению соответствует эквивалентная схема на рис.8. Искажения состоят в затягивании фронта перепада напряжения и объясняются конечным значением _в. Они связанным с тем, что напряжение на емкости C₀ мгновенно измениться не может. Чем меньше _в, тем лучше воспроизводится фронт перепада напряжения. Искажения в области малых времен оценивают длительностью переднего фронта t_ф- время в течение которого выходное напряжение изменяется от 0.1U₀ до 0.9U_o т.е. t_ф= t₂ - t₁ (рис.10). Это время связано с _в а, следовательно, с верхней граничной частотой _в АЧХ, соотношением t_ф=2,2_в=0,35/_в.

Таким образом, чем меньше _в, тем шире полоса пропускания усилителя и тем меньше искажение фронта импульса.

Для больших времен (t _в) ПХ можно записать: h(t)=  1- t/_н.

Этому выражению соответствует эквивалентная схема для области низких частот (рис.7). Искажения входного сигнала связаны в невозможностью передачи через разделительные конденсаторы и постоянной составляющей входного сигнала и состоят в спаде плоской части перепада напряжения. Чем больше , тем меньше нижняя граничная частота, тем меньше скорость спада, т.е. искажения.

Постоянные времени _н и _в экспериментально могут быть определены по ПХ, согласно рис.9, рис10, рис 11.

При передаче через усилитель прямоугольного импульса (рис.12) длительностью T_u, в области больших времен, вместо плоской вершины, образуется спадающая часть импульса - спад плоской вершины. Его величина определяется выражением:

U_вых = U_{вых.мах} - U_вых(t=Т_и)

О тносительный спад вершины импульса =U_вых/U_o в момент его окончания оценивается выражением: =[1 - h(T_и)] = T_и/_н.

Воспользовавшись этой формулой можно найти емкость разделительного конденсатора, соответствующую заданной величине спада C_р = T_и / (R_н  ).

Искажения прямоугольного импульса в области малых времен состоят в затягивании переднего фронта импульса. Они определяются _в и оцениваются t_ф (рис.12).