2. Частина 2: Розрахунок параметрів елементів та схем

В РГР розглядаються такі пристрої як підсилювачі електричних сигналів на базі транзисторів (RC-підсилювач) та операційних підсилювачів (масштабні підсилювачі), генератори імпульсів (мультивібратори, генератори лінійно змінної напруги), стабілізатори та випрямлячі.

3.2.1. RC-підсилювач. Серед транзисторних підсилювачів на базі біполярних транзисторів найбільше поширення отримала схема зі спільним емітером (рис. 12).

Рис. 12. Підсилювальний каскад зібраний по схемі зі спільним емітером

Початкове положення робочої точки Р, яке визначає режим роботи підсилювального каскаду, задається відповідним вибором резисторів дільника (рис. 12), і визначається значенням напруги у вхідному колі :

.

Струм в колі дільника напруги визначається як . Значення струму емітера вибирається рівним значенню струму колектора в робочій точці .

Величину опору в колі емітера вибирають з умови . Переважно приймають .

Значення опору в колі колектора обирають таким, щоб забезпечити необхідні величини струму колектора та напруги колектор-емітер . Найчастіше опір вибирають так, щоб , тобто .

Струм колектора визначають за довідниковими даними для вибраного транзистора як , де , – відповідно допустима потужність, що розсіюється на колекторному переході транзистора, та допустима напруга.

Для забезпечення максимальної амплітуди вихідної напруги розраховують:

1. напругу емітер-колектор в режимі спокою

,

де – максимальна напруга колектор-емітер, яка приймається рівною напрузі джерела живлення; – мінімальне значення напруги, рівне напрузі насичення, яка задається в довідникових даних на елемент.

2. струм колектора спокою (робочої точки) – визначається за відомими напругами та опором в колі колектора:

.

3. струм бази через коефіцієнт передачі струму емітера h_21Е, значення якого визначається з довідникових даних приладу:

.

При розрахунках параметрів за вольт-амперними характеристиками першим етапом є визначення положення робочої точки на вхідних та вихідних характеристиках. Методика визначення викладена в теорії до першої частини РГР.

Графічна ілюстрація процесу підсилення наведена на рис. 13. При цьому, оскільки підсилювач здійснює підсилення лише змінної складової вхідного сигналу, розглядається робота схеми по змінному струму.

а) б)

Рис. 13. Графічна ілюстрація процесу підсилення в підсилювачі на біполярному транзисторі

Оскільки в підсилювачі важливим є процес зміни (підсилення) сигналів, розглядається зміна вихідних параметрів залежно від зміни вхідних.

Коливання синусоїдальної вхідної напруги викликає відповідну зміну струму бази, який є вхідним для схеми RC-підсилювача. Проекція амплітудних значень вхідного сигналу на вхідну характеристику дозволяє визначити відповідні граничні значення струму бази (т. А на рис. 13) та (т. В на рис. 13) і побудувати часову залежність даного струму І_ВХ(t). Зміна базового струму викликає у колекторному колі пропорційну зміну струму колектора в діапазоні від до - дані значення визначаються як точки перетину навантажувальної прямої та вихідних характеристик для струмів бази та . Знаючи амплітудні значення вихідного струму колектора будується його часова залежність І_ВИХ(t). Коливання колекторного струму, в свою чергу, викликають синусоїдальні коливання напруги колектор-емітер, яка є вихідною напругою підсилювача. Часова залежність цієї напруги U_ВИХ(t) будується шляхом проектування точок 1,2 на вісь напруг вихідних характеристик (рис. 13,б).

З графіків видно, що в схемі зі спільним емітером відбувається поворот фази синусоїдальної вхідної напруги на 180⁰ (вхідна напруга та вихідна напруга змінюються в протифазі).

Аналізуючи графіки на рис. 13, можна зробити висновок, що зі збільшенням амплітуди вхідного сигналу точки 1 та 2 перемістяться на ділянки, де вхідна характеристика нелінійна. Відповідно вхідний струм та вихідний струм будуть несинусоїдальними. Як наслідок, буде спотворюватися форма вихідного підсиленого сигналу. Тому для забезпечення режиму лінійного підсилення необхідно вибрати положення робочої точки посередині ділянки навантажувальної прямої, яка відповідає рівномірно розташованим вихідним характеристикам. Таким чином, можна сказати, що режим роботи підсилювального каскаду визначається положенням точки спокою (точка перетину навантажувальної прямої із статичною характеристикою при заданому струмі ), значення якого визначається напругою зміщення у вхідному колі за відсутності вхідного сигналу . Напруга зміщення задається або окремим джерелом у вхідному колі, або загальним джерелом живлення схеми та вхідним дільником напруги.

Відмінності між режимами роботи підсилювача зручно пояснювати з використанням прохідної динамічної характеристики, яка є залежністю вихідного струму від вхідної напруги підсилювача (рис. 14) і будується за вихідною динамічною характеристикою при постійних значеннях вхідної напруги.

Рис. 14. Принцип побудови прохідної характеристики транзисторного підсилювача

Для забезпечення пропорційного підсилення вхідного сигналу – режиму лінійного підсилення – робоча точка повинна розташовуватися посередині лінійної ділянки прохідної характеристики.

3.2.2. Стабілізатор напруги – це електронний пристрій, призначений для підтримання сталого значення напруги на виході схеми з необхідною точністю при зміні в заданому діапазоні напруги джерела живлення або опору навантаження, які розглядаються як дестабілізуючі чинники. За принципом роботи стабілізатори напруги поділяються на параметричні та компенсаційні.

Схема параметричного стабілізатора наведена на рис. 15,а. Його принцип роботи полягає у використанні нелінійних властивостей стабілітрона, на зворотній вітці вольт-амперної характеристики якого (рис. 15,б) зворотна напруга залишається практично незмінною в широкому діапазоні зміни зворотного струму від до .

а)	б)
Рис. 15. Схема параметричного стабілізатора напруги (а) та вольт-амперна характеристика стабілітрона (б)

Для значень зворотного струму стабілітрона стабілізації напруги не відбувається. У випадку перевищення струмом значення відбувається тепловий пробій, внаслідок лавиноподібного збільшення кількості вільних носіїв у напівпровіднику, і прилад виходить з ладу.

Оскільки стабілітрон VD та навантаження R_Н увімкнені в схемі паралельно, напруга на навантаженні U_H визначається напругою стабілітрона і, таким чином, при роботі стабілітрона на інтервалі IV (рис. 15,б) буде змінюватися незначно, тобто стабілізуватися.

При збільшенні вхідної напруги U_ВХ буде збільшуватися падіння напруги на баластному резисторі R_Б та струм, що протікає через нього I (рис. 15,а). Струм баластного резистора визначається як сума струмів стабілітрона та навантаження:

.

Оскільки напруга на навантаженні практично не змінюється, струм навантаження також буде постійним I_Н=const, а отже весь приріст струму піде через стабілітрон, в результаті чого його струм зміниться на , і робоча точка зміститься по ВАХ в область великих зворотних струмів. Однак напруга на стабілітроні та навантаженні при цьому не зміниться за умови, що робоча точка не вийде за межі інтервалу IV. Таким чином, весь приріст вхідної напруги буде падати на баластному резисторі. Якщо в результаті зміни опору навантаження збільшиться струм навантаження на , струм стабілітрона зменшиться на таку ж величину . При цьому робоча точка стабілітрона зміститься вгору в межах інтервалу IV і напруга на навантаженні знову залишиться незмінною.

Напруги в схемі пов’язані співвідношенням:

.

З наведених рівнянь виводиться залежність зміни струму стабілітрона від напруги на вході схеми:

.

Останнє рівняння дозволяє аналізувати можливість стабілізації вихідної напруги в заданому діапазоні зміни значень вхідної напруги.

Стабілізатори характеризуються коефіцієнтом стабілізації

.

При розрахунках номінальне значення струму стабілізації визначається як півсума мінімального та максимального значення цього струму:

.

Використовуючи вольт-амперну характеристику можна розрахувати параметри елементів параметричного стабілізатора та визначити діапазон зміни вхідної напруги при якій забезпечується стабілізація вихідної напруги.

Побудувати вольт-амперну характеристику стабілітрона (рис. 16) можна за його параметрами, які наводяться в довідниках: номінальне значення напруги стабілізації або діапазон її зміни ( … ), діапазон зміни струму стабілітрона ( … ) та динамічний опір , який визначає кут нахилу ВАХ ( ).

Рис.16. Побудова ВАХ стабілітрона та визначення за нею параметрів і умов стабілізації

Навантажувальна пряма (див. рис.16) будується за двома точками – перша точка відповідає вхідній напрузі на осі напруг, друга має координати ( ). Знаючи точку перетину навантажувальної прямої з віссю струмів, можна визначити опір баластного резистора із співвідношення . Відповідно до графічних побудов на рис.16, за ВАХ можна визначити струм баластного резистора І та падіння напруги на цьому резисторі . Знаючи діапазон зміни вхідної напруги ( … ) виконується перевірка умов стабілізації шляхом побудови прямих, що проходять через граничні точки для вхідної напруги і є паралельними навантажувальній прямі. Якщо точки перетину 1 та 2 відповідають струмам, що лежать в межах ( … ), умови стабілізації виконуються; якщо ж хоч одна з точок виходить за межі даного діапазону, наступає зрив стабілізації і вихідна напруга стабілізатора починає суттєво змінюватися. Можливо здійснити зворотний аналіз, провівши паралельні прямі через точки з координатами ( ) та ( ) та визначивши точки перетину цих прямих з віссю напруг. Таким чином визначаються граничні значення вхідної напруги, при яких забезпечується стабілізація вихідної напруги.

3.2.3. Операційні підсилювачі та схеми на їх базі. Операційний підсилювач (ОП) – це багатокаскадний підсилювач із двома входами: неінвертуючим (прямим) і інвертуючим (диференційним) і одним виходом. Схемне зображення ОП подане на рис. 17. Основною його характеристикою є великий коефіцієнт підсилення за напругою.

Рис. 17. Графічне позначення ОП

На рис. 17 позначено вхідні напруги та , напруга на виході у випадку подачі вхідної напруги на інвертуючий вхід та на неінвертуючий вхід , а також напругу живлення мікросхеми .

Використання ОП з ланками від’ємного зворотного зв’язку дозволяє розширити діапазон підсилення і здійснювати регулювання величини вихідної напруги. Оскільки при цьому здійснюється масштабування вхідного сигналу, такі підсилювачі отримали назву масштабних підсилювачів.

3.2.2.1.Масштабні інвертуючі та неінвертуючі підсилювачі. В інвертуючому підсилювачі вхідна напруга подається на інвертуючий вхід ОП (рис. 18,а), а вихідна напруга ОП u_ВИХ змінюється у протифазі до вхідної u_ВХ, а для неінвертуючого підсилювача (рис. 18,б) вхідна напруга надходить на неінвертуючий вхід і тому фази вхідної і вихідної напруг співпадають.

а) б)

Рис. 18. Схема масштабного інвертуючого (а) та неінвертуючого (б)

підсилювачів

В схемах таких підсилювачів від’ємний зворотний зв’язок реалізується через опір R₂ з виходу на інвертуючий вхід ОП (рис. 18), завдяки чому, що завжди у стані рівноваги . Основні розрахункові співвідношення зведені в табл.1.

3.2.3.2. Масштабні суматори. Операційні підсилювачі широко використовуються при побудові схем інвертуючих та неінвертуючих суматорів. На рис. 19 показано схеми інвертуючого та неінвертуючого суматорів.

Розрахункові співвідношення для суматорів наведені в табл.2.

Таблиця 1.

Масштабний інвертуючий підсилювач	Масштабний неінвертуючий підсилювач
Струми IОП=0, , , ,	Струми ,
Напруги ; ; , ,	Напруги , ,
* Коефіцієнт підсилення за напругою – коефіцієнт передачі ланки зворотного зв’язку	* Коефіцієнт підсилення за напругою , - коефіцієнт передачі ланки зворотного зв’язку
* коефіцієнти підсилення масштабного інвертуючого та неінвертуючого підсилювачів не залежать від частоти вхідного сигналу, а визначаються лише параметрами елементів ланки зворотного зв’язку.

а) б)

Рис. 19. Схема інвертуючого (а) та неінвертуючого (б) суматорів

3.2.3.3. Інтегратори. Це пристрої електроніки, що реалізують функцію інтегрування і виконуються на базі інвертуючого підсилювача шляхом введення в ланку від’ємного зворотного зв’язку конденсатора С (рис. 20).

Рис. 20. Схема інтегратора

Таблиця 2.

Інвертуючий суматор	Неінвертуючий суматор
Струми	Струми
Напруги , Якщо R1=R2=R, то - вихідна напруга ОП визначається як сума вхідних напруг із масштабним множником R3 /R.	Напруги , , коефіцієнт передачі ланки зворотного зв’язку. Якщо неінвертуючий суматор має n входів, то
Вихідна напруга інвертуючого суматора має знак, протилежний до знаку вхідної напруги, а в неінвертуючому суматорі знаки вхідної і вихідної напруг співпадають.

Враховуючи, що , а отже І_ОП=0, струм І_ВХ =-І_С (рис. 20). Рівняння за другим законом Кірхгофа для вхідного та вихідного контуру:

, ,

враховуючи, що для ОП струм

.

Вихідна напруга інтегруючого пристрою на базі конденсатора визначається як:

.

Отже, із урахуванням рівняння для напруги ємності, вихідна напруга такої схеми є пропорційною до інтегралу від вхідної напруги

,

де – стала інтегрування.

Якщо вхідна напруга незмінна за величиною u_ВХ(t)=U, вихідна напруга буде пропорційною до тривалості часу інтегрування . Тривалість інтегрування визначається часом перехідного процесу, що виникає в ланці RC при поданні U_ВХ, а швидкість інтегрування визначається сталою інтегрування τ_і =СR.

3.2.4. Генератори імпульсів. Мультивібратор. Мультивібратор використовується для формування прямокутних імпульсів, тривалість яких визначається параметрами елементів в колах зворотного зв’язку операційного підсилювача (рис. 21,а). Операційний підсилювач використовується в даній схемі в режимі компаратора, тобто здійснює порівняння напруг на входах ( та ) і у випадку їх рівності перемикається із одного насиченого стану в інший (напруги та на рис. 21,б). Зміна полярності вихідних імпульсів досягається завдяки почерговому заряду та розряду конденсатора С. Максимальні значення напруги конденсатора визначаються значенням напруги на неінвертуючому вході операційного підсилювача (напруга на резисторі R₃ на рис. 21,а).

а) б)

Рис. 21. Схема (а) та часові діаграми (б) мультивібратора на ОП

Якщо під час подання напруги живлення на виході ОП встановилася додатна напруга (інтервал 0-t₁ на рис. 21,б), то під її впливом будуть протікати струми в напрямах, вказаних на рис. 21,а. Оскільки вхідні струми операційного підсилювача дорівнюють нулю, то через резистори R₃, R₄ протікатиме один і той же струм , який визначається вихідною напругою:

. (4)

Враховуючи рівняння (4), напруга зворотного зв’язку на резисторі R₃ визначається як

. (5)

Під дією вихідної напруги конденсатор С₁ заряджається через діод VD1 і резистор R₁. Напруга конденсатора подається на інвертувальний вхід DA. В момент часу t₁ (рис. 21,.б) напруга конденсатора досягає значення , спрацьовує компаратор, i операційний підсилювач DA переходить у стан із від’ємною вихідною напругою (рис. 21,б). Завдяки резистору R₄ в колі додатного зворотного зв’язку змінює свою полярність і напруга зворотного зв’язку:

. (6)

Після цього відбувається перезаряд конденсатора С₁ через резистор R₂ і діод VD2 (струм на рис. 21,а). Цей процес триває до моменту повторної рівності напруги на входах ОП (момент часу t₂ на рис. 21,б). Далі ОП знову переходить у стан із додатною вихідною напругою і процеси повторюються.

Період перемикань визначається тривалістю додатної та від’ємної півхвиль вихідної напруги та залежить від параметрів схеми:

. (7)

Завдяки діодам VD1 і VD2, які виконують функцію порогових елементів і дозволяють розділити кола заряду та розряду конденсатора С₁, можливо реалізувати два режими роботи мультивібратора: несиметричний та симетричний.

Несиметричний режим забезпечується за рахунок використання опорів R₁ та R₂ різних номіналів. В цьому випадку тривалості додатної та від’ємної півхвиль вихідної напруги будуть різними. Опір резистора R₁ визначає тривалість імпульсу (додатне значення вихідної напруги рис. 21,б), а опір резистора R₂ – тривалість паузи (від’ємне значення вихідної напруги рис.21,б):

, .

Широко застосовуються схеми мультивібраторів, в яких опори R₁ і R₂ є однаковими, що забезпечує t_імп=t_П .Такі мультивібратори називають симетричними.

Розрахунок мультивібратора починають з вибору типу операційного підсилювача DA (можна вибирати підсилювач середнього класу точності). Враховуючи, що вхідні напруги спiввимірнi, опори вхідних кіл ОП повинні бути в межах 10кОм (для операційних підсилювачів iз біполярними вхідними транзисторами) або в межах 100кОм (для операційних підсилювачів з польовими вхідними транзисторами). Типи вхідних транзисторів подано в паспортних даних ОП.

Задаючись значенням опору резистора ланки зворотного зв’язку R₄ у вказаних межах, визначається опір резистора R₃. Коефіцієнт передачі ланки додатного зворотного зв’язку за напругою визначається за виразом

.

У більшості випадків приймають k_U=2, що зумовлено необхідністю отримання напруги керування однієї полярності, тому R₃ =R₄.

Резистори R₁, R₂ часозадавальної ланки працюють почергово, тому опір кожного з них розраховують за виразом

.

Ємність конденсатора С₁ визначають з виразу для періоду коливань мультивібратора (7)

. (8)

Враховуючи, що R₁=R₂, а R₃=R₄ величина ємності з (8)

.

Генератори прямокутних імпульсів на базі ОП застосовуються як складові елементи генераторів лінійно-змінної напруги (ГЛЗН).

3.2.5. Генератори лінійно-змінної напруги. Дані схеми структурно складаються з джерела опорної напруги (ДОН на рис. 22,а), інтегратора (ІНТ) та слабкострумового електронного ключа (СЕК) з пороговим елементом (ПЕ) для керування ним.

а) б)

Рис. 22. Структурна схема та часові діаграми роботи ГЛЗН

Схему ГЛЗН форми «меандр» на базі операційних підсилювачів наведено на рис. 23. Дана схема складається з мульвібратора та базі мікросхеми DA1, інтегратора DA2 та інвертувального суматора DA3.

Інтегратор на операційному підсилювачі DA2 перетворює прямокутні вихідні імпульси мультивібратора в біполярну лінійно-змінну напругу форми «меандр» (прямокутні імпульси).

Опори резисторів R₅, R₆ обирають за такими ж умовами, що і опір резистора R₃ в схемі мультивібратора.

а) б)

Рис. 23. Схема ГЛЗН форми «меандр» (а) та часові діаграми роботи (б)

Ємність конденсатора С₂ визначається з виразу

,

де Т – період слідування імпульсів.

Для отримання однополярної напруги форми «меандр» використовується інвертувальний суматор на операційному підсилювачі DA3. Враховуючи, що лінійно-змінна напруга на виході інтегратора коливається від до , а для забезпечення умов регулювання розмах вихідної напруги повинен бути в межах від 0 до , то коефіцієнт підсилення суматора за напругою повинен дорівнювати . Для забезпечення цієї умови до інвертувального входу DA3 через резистор R8 подається постійна напруга зміщення від від’ємного полюса джерела живлення.

При використанні операційного підсилювача DA3 з вхідними біполярними транзисторами (це визначається за паспортними даними на ОП), опір резистора зворотного зв’язку R₉=10 кОм, а з вхідними уніполярними транзисторами – R₉=100 кОм.

Значення опорів вхідних резисторів суматора обчислюють за формулами:

.

Номінали резисторів вибирають з ряду номінальних значень найближчих до обчислених.

ГЛЗН використовуються в системах розгортки електронно-променевих трубок, в системах перетворення фізичних параметрів у електричні (системи датчиків) і т.п.

Довідникові дані на деякі з операційних підсилювачів наведені в додатку 5.

3.2.6. Випрямлячі. Це пристрої електроніки для перетворення напруги змінної полярності в напругу однієї полярності.

Для спрощення аналізу випрямляча розглядається його робота на чисто активне навантаження, трансформатор і вентилі вважаються ідеальними. Це означає, що втрати в трансформаторі відсутні, а вентилі мають ідеальну вольт-амперную характеристику (пряма напруга , прямий струм , зворотна напруга , зворотний струм , див. рис. 24).

Рис. 24. Ідеальна вольт-амперна характеристика діода

Для правильного вибору трансформатора і вентилів необхідно знати параметри, що характеризують роботу кожного з елементів схеми випрямляча.

При розрахунках схем випрямлячів заданими вважаються: напруга первинної обмотки , коефіцієнт трансформації n, середні значення випрямлених напруги U_d і струму І_d та необхідний коефіцієнт пульсацій k_П. Розрахунковими величинами є: напруга та струм вторинної обмотки U₂, І₂, потужності обмоток трансформатора Р₁, Р₂, його типова потужність ; для вибору вентилів – максимальна зворотна напруга , середнє і максимальне значення струму вентиля.

Середнє значення випрямленої напруги фактично визначається величиною постійної складової:

. (9)

На півперіоді дії вхідної синусоїдної напруги випрямлена напруга описується наступним чином:

, (10)

де – амплітудне значення випрямленої напруги.

Коефіцієнт пульсацій випрямленої напруги

, (11)

де – середнє значення випрямленої напруги; – амплітуда основної гармоніки випрямленої напруги, яке залежить від схеми випрямляча:

• для однопівперіодної схеми ;

• для двопівперіодних схем .

Середні значення струму діода та випрямленого струму I_d розраховуються за формулами, аналогічними (9), але використовуються часові залежності струмів:

(13)

Особливістю розрахунку середнього значення струму діода є те, що для кожного діода тривалість роботи становить половину періоду вхідної напруги, тому межі інтегрування (0…Т/2). Випрямлений струм визначається сумою струмів діодів, які працюють на першому та другому півперіодах напруги, тому середнє значення визначається як подвоєний інтеграл на півперіоді (перед інтегралом 2/Т і межі інтегрування 0…Т/2).

Амплітудні (максимальні) значення напруг та струмів пов’язані наступними співвідношеннями:

_, (14)

де - опір резистора навантаження на виході схеми випрямляча.

Коефіцієнт корисної дії (ККД) випрямляча

де – діючі значення напруги та струму вторинної обмотки трансформатора, U_d, I_d – середні значення випрямлених струму та напруги.

Існує три найпростіші однофазні схеми випрямлячів: однопівперіодна (рис. 25,а), двопівперіодна з нульовим виводом (рис. 25,б) та мостова (рис.26).

На рис. 25, 26 наведено часові залежності:

1. напруги вторинної обмотки u₂(t) – максимальне значення напруги U_2max. Для схеми з нульовим виводом розглядаються дві вторинні напівобмотки, а отже і дві напруги, що змінюються у протифазі u₂’(t), u₂”(t), причому їх амплітуди є однаковими;

2. струму діода (або діодів для двопівперіодних схем) i_VD(t) – з максимальним значенням I_VDmax. Оскільки в двопівперіодних схемах діоди працюють почергово, відповідні діаграми зміщені на півперіода одна відносно іншої, крім того для мостової схеми діаграми струмів діодів VD1, VD4 та VD2, VD3, які працюють в парі, співпадають, що відображено на рис.22,б;

3. випрямленого струму i_d(t) – із середнім значенням I_d та максимальним I_dmax. Особливістю формування діаграми випрямленого струму є те, що вона формується струмами діодів, що входять до складу схеми випрямляча;

4. випрямленої напруги u_d(t) – із середнім значенням U_d та максимальним U_dmax. Амплітудне значення випрямленої напруги є рівним амплітудному значенню напруги вторинної обмотки, оскільки не враховуються втрати на елементах схеми;

5. зворотної напруги на діоді u_VD(t) – з амплітудним значення U_VDmax. Особливістю даної діаграми є те, що вона відображається в нижній півплощині (зворотна напруга) та її часове положення відповідає часу закритого стану приладу. Амплітуда зворотної напруги для однопівперіодної схеми та мостової схеми є рівною амплітуді напруги вторинної обмотки, а для схеми з нульовим виводом – в два рази більшою за рахунок наявності двох вторинних обмоток, що працюють почергово.

При побудові часових діаграм струмів та напруг за результатами розрахунків, необхідно використовувати амплітудні значення відповідних параметрів, а не середні.

Всі діаграми будуються з наведенням ціни поділки по осях напруги (струму) та часу і одиниць вимірювання даних параметрів.

Якщо в задачі не задано інше, то приймається, що частота f вхідної напруги (напруги первинної та вторинної обмоток) є рівною 50 Гц. Знаючи частоту знаходять період роботи схеми T=1/f =2π.

Діаграми будуються із часовим узгодженням одна відносно іншої, відповідно до принципу роботи схеми.

При розрахунках параметрів випрямлячів обов’язково наводити схему випрямляча, який розглядається.

а)

б)

Рис. 25. Однопівперіодна (а) та двопівперіодна з нульовим виводом (б) схеми випрямлення та часові діаграми їх струмів та напруг

а) б)

Рис. 26. Мостовий випрямляч: схема (а), часові діаграми напруг та струмів (б)