1.4.2.3 Двухтактный бестрансформаторный каскад на составных транзисторах

Недостатки двухтактных бестрансформаторных мощных каска­дов выполненных на одинаковых транзисторах одинакового или раз­ного типа, устраняются в более сложной схеме мощного каскада, построенного на четырёх транзисторах (рисунок 1.40).

В этой схеме используются три транзистора с одинаковым харак­тером электропроводности ( например, п-р-п), а один ( VT₂ )—с про­тивоположным

(р-п-р). Такую схему можно рассматривать, как двух­тактный бестрансформаторный каскад, плечи которого построены на составных, включенных с общим коллектором и имеющих разный характер электропроводности.

Действительно, в верхнем плече транзисторы VT₁ и VT₃ пред­ставляют классической составной транзистор (по так называемой . схеме Дорлингтона) - оба транзистора одного типа, коллекторы сое­динены вместе, а эмиттер первого - с базой второго. Этот составной транзистор эквивалентен транзистору п-р-п и включен с общим кол­лектором, поскольку входной сигнал, снимаемый с предоконечного транзистора VТ₅ , подается между базой VT1 и точкой соединения коллекторов (через Е₁ и Е₂), а внешняя нагрузка Rн включена между этой точкой ( через Е₁) и эмиттером VT₃.

Нижнее плечо сложнее; его можно рассматривать, как два каскада ( на VT₂ и VT₄) с общим эмиттером: входной сигнал поступа­ет на базу VT₂, а с коллектора (с R₂) - на базу VT₄ относительно эмиттера. Нагрузка Rh включена у коллектора VT₄. Эти два каскада охвачены 100%- ной отрицательной связью по напряжению сигнала: к базе VT₂ приложено напряжение U_bx от источника сигнала, а к эмиттеру VT₂—выходное напряжение U_вых с R_h (через Е₂), являю­щееся напряжением обратной связи. Фактически напряжение сигнала между базой и эмиттером VT₂ равно разности:

U_вх.обр= U_bx - U_oc = U_bx - U_вых . ( 1.50 )

91

Иными словами, нижнее плечо благодаря 100%-ной отрицатель­ной обратной связи по свойствам аналогично эмиттерному повтори­телю и может рассматриваться, как эквивалентный составной тран­зистор р-п-р с общим коллектором. Этот сложный составной тран­зистор включает в себя два транзистора разного типа (р-п-р и п-р-п).

Рисунок 1.40 – Двухтактный бестрансформаторный каскад на составных

разного типа с параллельным возбуждением плеч

Таким образом, схема имеет симметричные по свойствам плечи, обладает всеми преимуществами схемы ОК (малое выходное и большое входное сопротивление, малые нелинейные искажения, ста­бильность коэффициента усиления и выходного напряжения ), имеет однотактный вход с синфазным параллельным возбуждением плеч. В нее включаются выходные транзисторы большой мощности VT₃ и VT₄ одного типа, которые нетрудно подобрать с одинаковыми пара­метрами. Пара транзисторов (VT₁ и VT₂) разного типа может быть значительно меньшей мощности.

Применение составных транзисторов позволяет значительно повы­сить

92

коэффициент усиления по току. Поэтому источник входного сигнала может быть относительно маломощным, хотя и должен раз­вивать напряжение несколько большее, чем напряжение на выходе.

Схема на рисунке 1.40 иногда называются в литературе "схемой Лина " или двухтактный бестрансформаторный каскад.

Дополнительный материал к лекции 7 для самостоятельной работы

Практическая схема двухтактного каскада на составных транзисторах

В отсутствии комплементарных пар транзисторов с необходимыми характеристиками, на практике применяются квазикомплементарные схемы оконечных каскадов. Такое включение комплементарных транзисторов с обратной связью называется схемой Шиклаи.

Рисунок 1.41 – Практическая схема двухтактного бестрансформаторного каскада

93

В схеме на рисунке 1.41 резисторы R_э3 , R_э3'' и R_э4 способствует стабилизации режима и симметрии плеч оконечных транзисторов VT₃ и VT₄. Резисторы R_э1 и R_к2 позволяют уменьшить влияние токов покоя транзисторов VT₁ и VT₂ . Кроме того, поскольку германиевые транзисторы р-п-р – типа ( в качестве VT₁ ) имеют низкое пороговое напряжение U_бп по сравнению с кремниевыми п-р-п- типа и иногда обладают значительным обратным током эмиттерного перехода, в цепь эмиттера VT₂ включают резистор R. На этих элементах и R_э3'' создается дополнительное падение напряжение, и уравниваются требуемые смещения верхнего и нижнего плеча

Питание осуществляется от одного источника питания Е без вывода средней точки выпрямленного напряжения. Здесь плечи по построению выходных цепей остаются симметричными благодаря тому, что средняя точка напряжения питания создается искусственно с помощью конденсаторов С ₁ и С₂ точка соединения которых подключается к общему проводу. Сюда подключается внешняя нагрузка. В такой схеме постоянный ток через нагрузку не проходит даже при асимметрии плеч. Если по какой- то причине симметрия плеч нарушается и на R_н возникает постоянная разность потенциалов, то вызванный ею ток через R_н немного подзарядит один из конденсаторов и немного разряди другой, так что потенциал точки з станет равным потенциалу точки а. При этом исчезнет разность потенциалов на нагрузке, и постоянный ток через нагрузку не пройдет. на нагрузке, и постоянный ток через нагрузку не пойдет. Однако в этом случае при неодинаковых статических параметрах транзисторов напряжение источника питания Е_к делится между ними не строго пополам. Это может вызвать дополнительные нелинейные искажения больших сигналов из-за ограничения амплитуды коллекторного на­пряжения у транзистора с меньшим напряжением питания.

а) б)

Рисунок 1.42 - Работа выходных транзисторов в режиме В в первой (а) и

второй ( б) полупериоды

94

Рассмотрим прохождение токов транзисторов VТ₃ и VT₄ при работе каскада в режиме В. В положительный полупериод входного сигнала VT₂ закрыт, а зна­чит, закрыт и VT₄, так что нижнее плечо не работает. В это время VT₁ открывается, и его током открывается VT₃ —работает верхнее плечо схемы .

Коллекторный ток транзистора VT₃ складывается из тока i₀, потреб­ляемого от источника питания, и разрядного тока конденсатора C₁

i_кЗ = i_o + i_{с1 раз}. ( 1.51)

Этот ток, изменяясь в течение полупериода синусоидально, проте­кает через нагрузку R_H (рисунок 1.42,а).

Ток источника питания, протекая от +.Е_К через VТ₃, R_н и С₂ к —Е_к заряжает конденсатор С₂; при этом

i_{С 2 зар} = i_o ,

В следующий (отрицательный) полупериод входного сигнала закрывается верхнее пле­чо схемы и открывается нижнее.

Ток коллектора VT₄ также складывается из тока, потребляемого от источника питания, и разрядного тока С₂ (рисунок 1.42,б):

i _к4 = i₀ + i_{с 2 раз} , ( 1.52)

Этот ток проходит через нагрузку в течение второго полупериода сигнала. В этот полупериод ток источника питания i₀ протекает от + Е_к через С₁, заряжая его, далее через Rн , VT₄ к —Е_к: i_{c1 3ар}= i_o .

Таким образом, ток через источник питания проходит в оба полупериода. Его максимальное значение вдвое меньше амплитуды тока сигнала в нагрузке. Выпрямитель работает в более благоприятных условиях, чем при включении нагрузки через разделительный конден­сатор (см. рисунок 1.38), где ток проходит через выпрямитель только и течение половины периода, а его максимальное значение равно амп­литуде тока сигнала (вдвое больше, чем в данной схеме, при одинаковых, средних значениях).

На основе рассмотренной практической схемы построены мощные оконечные каскады в транзисторных стационарных усилителях для кинотеатров (аппаратура «Звук Т»). В них применены транзисторы КТ807Б, ГТ905А и КТ805А.

Выходные каскады на мощных полевых транзисторах

Полевой транзистор является, по существу дела, полупроводниковым прибором, который управляется напряжением.

Обычно применяемые полевые транзисторы являются полупроводниковыми

приборами обогащенного типа – другими словами, если не приложено

напряжение между затвором и истоком, они остаются в закрытом состоянии (т.е. у них отсутствует проводящий канал). В противоположность им полевые транзисторы с управляющим p-n-переходом, используемые в малосигнальных цепях, являются полупроводниковыми приборами с обеднением, для которых необходимо приложение к электроду затвора отрицательного (относительно истока) напряжения ( в случае наиболее часто используемых на практике n-канальных транзисторов), чтобы уменьшить ток стока в необходимой степени.

95

Мощные полевые транзисторы обладают большой собственной емкостью, как

между затвором и стоком, так и между затвором и истоком. Емкость затвор–исток

эффективно подавляется путем использования схемы с общим стоком, однако

емкость затвор–сток, которая легко может достигать значения 2000 пФ, остается

под воздействием предыдущего каскада. Существует очевидная опасность, что

эта паразитная емкость будет негативно воздействовать на скорость нарастания

напряжения, если каскад усилителя напряжения не спроектирован таким

образом, чтобы противостоять этому воздействию.

Полевые транзисторы обеспечивают более широкую полосу пропускания по

сравнению с биполярными выходными транзисторами.

В самом начале при расчете любого усилителя мощности одним из первых решений, которое должно быть принято, является выбор между типом выходного

каскада, который будет выполнен либо на биполярных, либо на полевых

транзисторах. Такое решение, разумеется, может быть предложено вам раньше экономическим отделом из тех соображений, что рыночная тенденция в целом говорит о том, что, если, в общем случае, полевые транзисторы являются более дорогостоящими приборами, то, следовательно, они должны обладать лучшими характеристиками.

Мощные МДП или МОП полевые транзисторы очень часто провозглашаются

панацеей для решения для всех проблем усилителей, но они обладают своими

собственными недостатками, среди которых не последнее место занимают малая

крутизна характеристики, плохая линейность и высокое значение сопротивления

во включенном состоянии, что делает эффективность работы каскада весьма

посредственной.

Расширенная частотная характеристика полевого транзистора, подобно своим

многим электронным собратьям, является обоюдоострым оружием, если не

сказать еще хуже, а ВЧ мощность означает, что должны быть предприняты особые меры по предупреждению возникновения паразитных колебаний, которые очень часто немедленно следуют за взрывом приводящей в замешательство неистовости.

Преимущества применения полевых транзисторов

1. Для простого выходного каскада с комплементарными МОП полевыми

транзисторами нет необходимости применять предоконечный каскад. Это, правда, сводится на нет необходимостью использовать для защиты затвора стабилитроны.

2. Отсутствует механизм возникновения вторичного пробоя. Это может упростить расчет систем защиты от перегрузки, особенно предназначенных противостоять нагрузкам с высокой реактивной составляющей.

3. Отсутствуют эффекты накопления заряда, приводящие к возникновению искажений, связанных с выключением полупроводниковых приборов.

Недостатки полевых транзисторов

1. Линейность характеристики намного хуже по сравнению с биполярными транзисторами, имеющими точно такую же крутизну за счет ухудшения характеристик. Характеристики проводимости при работе в классе В не обладают гладкостью при пересечении нулевого значения, и поэтому отсутствует

96

эквивалент условию оптимального задания смещения в режиме работы класса В, которое просто очевидно при работе каскада на биполярных транзисторах.

2. Напряжение (затвор–исток) Uзи, необходимое для образования канала проводимости, составляет, как правило, порядка 4–6 В, что намного больше напряжения величиной 0,6 – 0,8 В, необходимого в биполярном транзисторе для управления базой. Это значительно снижает эффективность выходного каскада по напряжению, если только предыдущие малосигнальные каскады питаются от отдельных и высоковольтных шин питания.

3. Минимальное сопротивление канала проводимости полевого транзистора, обозначаемое как Rпр, велико и определяет дальнейшее снижение эффективности каскада по сравнению с выходными каскадами на биполярных транзисторах.

4. Мощные полевые транзисторы склонны к возникновению паразитных колебаний. В жестких условиях работы приборы в пластмассовых корпусах будут, без всяких преувеличений, взрываться. Обычно этот процесс можно как-то контролировать в простых выходных каскадах на комплементарных полевых транзисторах за счет добавления на затворе ограничивающих резисторов, но он представляет серьезное препятствие для проведения серьезных экспериментов при разработке схем выходных каскадов.

5 Так как разброс значений напряжения Uсм очень велик, это осложняет

параллельное включение приборов для достижения более высокой выходной мощности. При параллельном включении каскадов на биполярных транзисторах редко требуется использовать резисторы общего (совместно используемого) тока, значения сопротивлений которых превышали бы 0,1 Ом, одна ко в случае

использования полевых транзисторов значения сопротивлений должны быть гораздо больше, что еще больше снижает эффективность работы схемы.

6 Существует ещё экономическое препятствие для использования полевых транзисторов. Если взять усилитель с определенной выходной мощностью, то стоимость выходных полупроводниковых приборов возрастает в полтора - два

раза при использовании полевых транзисторов.

Биполярные транзисторы с изолированным затвором, IGBT

Биполярный транзистор с изолированным затвором, IGBT, представляет сравнительно новую возможность для разработчиков схем усилителей. Он как бы объединил лучшие черты полевых и биполярных транзисторов. Наиболее обескураживающим аспектом относительно биполярных транзисторов с изолированным затвором является присутствие паразитного биполярного транзистора, который с трудом включает прибор при превышении порогового

значения тока. Этот встроенный саморазрушающий механизм будет делать защиту от перегрузки, по крайней мере, очень критичной.

На практике существуют три основных типа выходных каскадов на полевых транзисторах представлены на рисунке 1.43.

В большинстве усилителей на полевых транзисторах используется простейшая схема с общим стоком, представленная на рисунке 1.43,а; зависимость усиления для режима большого сигнала показывает, что для данного значения нагрузки усиление оказывается меньше (0,83 по сравнению

97

со значением 0,97 для биполярного транзистора при величине нагрузки 8 Ом), это

происходит из-за более низкого значения крутизны , что наравне с более высоким значением сопротивления во включенном состоянии значительно уменьшает

к. п. д. на выходе схемы. Искажения для режима с разомкнутой цепью значительно выше; при этом отсутствует эквивалент спаду усиления, характерного для биполярного транзистора. Для области перехода сигнала через нулевое значение характерно более резкое и высокое отклонение, чем для каскада, выполненного на биполярных транзисторах, и выглядит оно достаточно угрожающе;

а) б) в)

а – схема с общим стоком

б – гибридная квазикомплементарная схема

в - гибридная комплементарная схема

Рисунок 1.43 – Три основные схемы выходных каскадов, выплненых на МОП

транзисторах

На рисунке 1.43, б представлен гибридный ( т.е. выполненный на биполярном и на полевом транзисторах) квазикомплементарный выходной каскад, который впервые был описан Селфом ( Self) . Данный вариант схемы предназначен достичь скорее максимальной экономии, чем эффективности работы, так как выбор был сделан ( в основном из рыночных соображений) в пользу того, чтобы использовать полевые транзисторы, причем, в качестве обоих выходных приборов использовать более дешевые n-канальные транзисторы;

98

комплементарные МОП полевые транзисторы все еще остаются более дорогими и более редкими. Базовая схема имеет ярко выраженную асимметричность, нижняя половина гибридной схемы обеспечивает более высокое и постоянное усиление, чем верхняя половина каскада, выполненного по схеме с общим стоком, увеличение значение R_e2 обеспечивает достаточное согласование между значениями усиления двух половин схемы, однако при этом оставляет непрерывность процесса перехода сигнала через нулевое значение.

Гибридная комплементарная схема, представленная на рисунке 1.43 в, была предложена с целью получить максимальную производительность при использовании полевых транзисторов, путем линеаризации выходных приборов с использованием локальной обратной связи и уменьшения изменении значения тока в рабочей точке I₀. Благодаря более низкому значению рассеиваемой мощности биполярных транзисторов, применяемых в схеме предоконечного каскада. Схему характеризует очень высокая линейность характеристики, в ней

отсутствует спад усиления при высоких нагрузках, она предвещает отсутствие искажений, связанных с выключением приборов; однако, как показывает опыт, она достаточно неэффективна в отношении максимального значения размаха амплитуд напряжений. Область, связанная с переходом сигнала через нулевой уровень, все еще имеет неприятные резкие изгибы, но общее отклонение усиления (0,96 – 0,97 при величине нагрузки 8 Ом) намного меньше, чем для квази-гибридной схемы (0,78 – 0,90), поэтому энергия сигнала генерируемых гармоник высоких порядков оказывается меньше.

Усилители мощности Класса G

Этот режим был предложен фирмой Hitachi в 1976 году с целью сокращения рассеиваемой усилителем мощности. Аудиосигналы имеют высокое отношение максимум/среднее значение, при этом большая часть времени расходуется на

низкие уровни, поэтому рассеиваемую на выходном транзисторе мощность можно значительно снизить за счет перехода от низковольтных шин питания к высоковольтным.

Усилители класса G имеют две пары шин питания (высоковольтную и

низковольтную), как показано на рисунке 1.44. При малой амплитуде выходного сигнала питание осуществляется низковольтной шиной E₁. Когда уровень сигнала превышает напряжение 15 В, диод VD₃ или VD₄ ( для положительной и отрицательной полуволны соответственно) закрывается, открывается транзистор VT₆ или VT₈ и в работу включается высоковольтная шина Е₂. В это время транзисторы VT₆ и VT₃ ( для положительной полуволны) или VT₈ и VT₄ ( для отрицательной) включены последовательно, в результате мощность, рассеиваемая на каждом из них, снижается. Внутренние транзисторы VT₃ и VT₄ обычно работают в режиме класса B, хотя может использоваться также режим класса AB или A, для этого надо увеличить напряжение смещения. Внешние транзисторы VT₆ и VT₈ работают в режиме класса C, находясь в открытом состоянии менее 50% периода усиливаемого синусоидального сигнала.

Вообще говоря, скачок напряжения на коллекторах транзисторов не должен

сильно сказываться на уровне выходного сигнала, но на практике усилители

99

класса G имеют меньшую линейность, чем усилители класса B, потому что в результате переключения диодов и перезаряда их паразитных емкостей возникают

дополнительные помехи.

Очевидным обобщением описанного методы снижения рассеиваемой на транзисторах мощности является дальнейшее увеличение числа шин питания. На практике обычно используется не более трех пар. Внутренние транзисторы, как и раньше, работают в режиме класса B/AB, а промежуточные и внешние транзисторы – в режиме класса C, причем последние находятся в открытом состоянии меньшее время, чем первые.

По - видимому, в последовательном включении суммарное падение напряжения на транзисторах становилось слишком большим и схема уже не обеспечивает эффективного усиления. Кроме того, в этом случае имеется шесть шин питания и необходимо применять шесть выходных транзисторов, через каждый из которых течет весь выходной ток.

Рисунок 1.43 – Принципиальная схема усилителя мощности класса G

100

Двухтактный трансформаторный каскад на транзисторах

Двухтактный каскад строится на двух усилительных элементах, каждый из которых со своими цепями составляет одно плечо схе­мы. Плечи должны быть симметричными, т.е. иметь одинаковые пара метры усилительных элементов и других деталей. Для увеличения мощности в каждом плече могут применяться два и более усили­тельных элементов, соединенных параллельно. В транзисторных усили­телях плечи двухтактного каскада могут быть построены на состав­ных транзисторах, что позволяет резко уменьшить ток, потребляемый от предоконечного каскада, и увеличить входное сопротивление оконечного.

Усложнение схемы по сравнению с однотактной оправдывается теми существенными преимуществами, которыми обладают двухтактные каскады. Главное из них - возможность получить большую по­лезную мощность за счёт использования экономичных режимов В и АВ при небольших нелинейных искажениях.

Рассмотрим схему трансформаторного двухтактного каскада на транзисторах р-п-р с общим эмиттером в режиме А (рисунок 1.44). Схема выполнена на двух транзисторах VT₁ и VT₂, включенных по схеме ОЭ. Нагрузка подключается к каскаду с помощью выход­ного трансформатора TV₂ . К первичным обмоткам трансформато­ра TV₂. К первичным обмоткам трансформатора TV₂ подключены коллекторы транзисторов VT₁,VT₂ (начало обмотки обозначено точкой). Трансформатор TV₁ выполняет функцию входного трансформа тора, обеспечивающего подачу входного сигнала в противофазе.

Режим работы обеспечивается напряжением смещения, подавае­мым на базу транзисторов VT₁,VT₂. С помощью резисторов R_l и R₂ создается требуемое напряжение смещения на базах транзисторов VT₁ и VT₂. При отсутствии входных сигналов постоянные коллекторные токи транзисторов приближенно определяются зависимостью I_ко≈ 1,1·I_км.

Рисунок 1.44 – Принципиальная схема двухтактного трансформаторного

каскада на транзисторах р-п-р с общим эмиттером

101

Рисунок 1.45-Временные диаграммы токов

Постоянные составляющие токов протекают по следующим це­пям: верхнее плечо +Е, эмиттер VT₁, коллектор VT₁, L_1-2, -E ; нижнее плечо - +Е, эмиттер VT₂, коллектор VT₂, L_2-3 , -Е. При подаче сигнала указанной полярности на вход входного трансформатора на вторич­ной обмотке L'_1-2 трансформатора TV1 действует отрицательная полуволна сигнала, на вторичной обмотке L'_3-2 - положительная полуволна. При подаче на базу транзистора VT₂ (р-п-р- структуры) отрица­тельного полупериода входного сигнала потенциал базы понижает­ся и, следовательно, увеличиваются токи базы и коллектора. Положи­тельный потенциал на базе транзистора VT₁ уменьшает ток базы и коллектора.

Направление прохождения переменных токов в выходных цепях транзисторов определяется знаком потенциала на эмиттере и коллекторе транзистора. Выходную цепь транзисторов следует рассматри­вать как источник переменного тока, клеммами которого являются коллектор и эмиттер транзистора.

С изменением знака напряжения на базе меняются знаки потен­циалов на коллекторе и эмиттера на противоположные и, следовательно, направление протекания тока на противоположное. При указан­ном поведении переменных потенциалов переменные токи создают суммарное магнитное поле в выходном трансформаторе, что опреде­ляет результирующий выходной ток.

Постоянные токи протекают через обмотки L_1-2 и L_2-3 встречно. При равенстве токов I'_ко=I''_ко, ∑I_ко=0.

Если усилительные элементы вносят нелинейные искажения, то в их

102

токах кроме первых гармоник, отличающихся по фазе для двух плеч на 180°, т.е. на π, создаются высшие гармоники, при этой вторые гармоники двух плеч сдвинуты относительно друг друга на 2π, третьи- на Зπ, четвертые - на 4π и т.д.

Из этого следует, что чётные гармоники оказываются в одинаковых фазах и протекают через половины обмотки трансформатора в противоположных направлениях. Поэтому четные гармоники в трансформаторе при симметрии плеч взаимно компенсируются и нелинейные искажения уменьшаются.

Нечётные гармоники, как и токи основной частоты, противофазны, поэтому их магнитные потоки складываются.

При пульсациях питающего напряжения постоянные токи плеч пульсируют одновременно, оставаясь равными друг другу, так что пульсации магнитного потока в сердечнике трансформатора компен­сируются, следовательно, снижается фон переменного тока. Аналогично компенсируются и другие помехи от источника электропитания. Кроме того, двухтактный каскад не нагружает источник электро­питания токами сигнала, так как токи сигнала протекают через цепи источника электропитания в противоположных направлениях и взаимно компенсируются.

Двухтактный каскад выгодно отличается от однотактного нечув­ствительностью к синфазным помехам на входе. При возбуждении обоих плеч одинаковыми по фазе т.е. синфазными, входными напряжениями магнитные потоки в сердечнике взаимно уничтожаются, так что синфазные помехи на выходе отсутствуют.

Все эти преимущества полностью реализуются только при абсо­лютной симметрии плеч двухтактной схемы. На практике из-за раз­броса параметров транзисторов и неодинаковых данных других эле­ментов плеч полной симметрии не удается добиться даже при подборе усилительных элементов. Следовательно, происходит не полное уничтожение, а значительное ослабление намагничивания сердечника, помех, фона, чётных гармоник и паразитной связи через источник электропитания.

Двухтактный трансформаторный каскад на лампах

Двухтактные схемы могут работать в режиме А и режиме В. Рассмотрим сначала ламповый двухтактный каскад (рисунок 1.46), рабо­тающий в режиме А. Обе части симметричны и работают в полном соответствии с тем, что было рассказано о работе однотактной схе­мы в режиме А, но их совместная работа протекает несколько иначе.

Начнем рассмотрение с того момента, когда входной сигнал от­сутствует. В это время в анодных цепях обеих ламп протекают анодные токи покоя I_ао. Однако направления этих токов в первич­ной обмотке трансформатора противоположны, поэтому они как бы уничтожают действие друг друга. Но вот на сетках ламп появилось напряжение сигнала. Обратите внимание, что полярность входного сигнала на сетках ламп противоположна. Например, если на сетке лампы VL₁ она положительна, то в этот момент на сетке лампы VL₂ она отрицательна. В

103

результате анодный ток лампы VL₁ возрастает, а анодный ток лампы VL₂

уменьшается. Однако суммарное действие этих изменений токов складывается. Действительно, симметрия то­ков, протекающих в первичной обмотке трансформатора, не была бы нарушена при увеличении тока i_а1 на ∆ i_а1 в том случае, если бы при этом увеличился и ток i_а2 на ∆ i_а2. Но произошло как раз обратное — ток i_а2 уменьшился на ∆ i_а2 т. е. на столько же, на сколько увели­чился ток i_а1. Поэтому результирующее действие изменения токов

будет

i_а.раз.= ∆ i_а1 + ∆ i_а2 . ( 1.53 )

Рисунок 1.46 - Принципиальная схема лампового двухтактного усилителя

мощности

Таким образом, двухтактная схема выгодно отличается от од­нотактной.

Например, при равенстве анодных токов отсутствует постоянное подмагничивание сердечника выходного трансформатора — ведь то­ки покоя I_ао равны и противоположны друг другу по знаку. Это позволяет выбрать размеры трансформатора значительно меньшие, чем в однотактной схеме.

Далее, при равенстве переменных составляющих анодных токов магнитный поток в сердечнике создается только нечетными гармо­никами сигнала, которые проходят в первичной обмотке трансфор­матора в одном направлении. Четные гармоники анодных токов маг­нитный поток в трансформаторе не создают, так как протекают в первичной обмотке навстречу друг другу. Поэтому двухтактный каскад вносит значительно меньшие нелинейные искажения, чем однотактный. Кроме того, двухтактная схема малочувствительна к пульсациям напряжения питания, так как одинаковые по величине и направлению изменения анодных токов магнитного потока в транс­форматоре не создают. Эта особенность двухтактного каскада по­зволяет упростить конструкцию фильтров выпрямителя.

104

Можно продолжить перечень достоинств двухтактных каскадов (например, они имеют малую паразитную связь с предыдущими кас­кадами, возникающую через общий источник питания, потому что к источнику проходят только четные гармоники, а на их частотах самовозбуждения усилителя не возникает), но все они проявляются лишь в том случае, если имеется хорошая симметрия, плеч каскада. Однако идеальной симметрии достигнуть очень трудно. Поэтому на практике симметрию считают удовлетворительной, если постоянные анодные или коллекторные токи отличаются не более чем на 10-15%.

Выходные каскады (однотактные и двухтактные), работающие в режиме А, неэкономичны. В самом деле, даже во время покоя они потребляют весьма значительный ток, так как рабочая точка нахо­дится на середине рабочего участка динамической характеристики. При этом амплитуда входного сигнала должна быть меньше значе­ния напряжения смещения, поэтому далее теоретически к. п. д. не может быть более 50%, а в действительности он не превышает 35— 40%. В этом отношении значительно экономичнее двухтактные кас­кады, работающие в режиме В — их к. п. д. 75% и выше.

Вопросы для самопроверки

1. Приведите классификацию усилителей мощности.

1. Нарисуйте схему двухтактного трансформаторного каскада и поясните принцип работы.

2. Нарисуйте схему двухтактного бестрансформаторного каскада на транзисторах одинакового типа и поясните принцип работы

3. Нарисуйте схему двухтактного бестрансформаторного каскада на транзисторах разного типа и поясните принцип работы.

4. Нарисуйте схему двухтактного бестрансформаторного каскада на транзисторах разного типа с одним источником электропитания и поясните принцип работы.

5. Нарисуйте схему смещения и параметрической стабилизации исходного режима и поясните принцип работы.

7 Какие способы включения транзисторов применены в выходных каскадах

усилителя мощности?

8 Приведите основные достоинства двухтактных каскадов.

9. Перечислите основные методы параметрической стабилизации в двухтактной бестрансформаторной схеме

10. Перечислите достоинства трансформаторного двухтактного каскада

11 Сравните режим классов А, АВ, В и D по величине выходной мощности, КПД нелинейных искажений.

12 Какую роль выполняет конденсатор Ср в схеме на рисунке 1.38.

13 Можно ли на выходе усилителей мощности получить сигнал на напряжению больше , чем на входе усилителя ?

105

Примеры задач до темы лекции 7

Задача 1

Выбрать типы транзисторов в схеме 1. 37, если дана номинальная выходная мощность Р_н = 20 Вт и нагрузочное сопротивление R_н= 8 Ом.

Верхний частотный предел усилителя F_в = 20 000 Гц.

Решение : 1 Напряжение источника питания схемы равно

Е_к = 2 ( √ 2 R_н Р_н + U_ост. ),

где U_ост. – остаточное напряжение на транзисторе и выбирается в зависимости от мощности. U_ост= (1,5 ….3.5 ) В если мощность нагрузки больше 15 Вт, то выбирается большее значение U_ост.

Е_к = 2 ( √ 2 20 8 + 4 ) = 22 В

Выбираем стандартное значение напряжения согласно ГОСТ 18275

Е_к - 1,2 ; 2,4 ; 3 ; 4 ; 5 ; 6 ; 9 ; 12 ; 15 ; 20 ; 24 ; 27 ; 30 ; 48 : 60 ; 80 ; 100;

125 ; 150 ; 200 ; 250 и …….

Е_к = 24 В

2 Определяем предельные параметры транзисторов, который рассчитываются по формулам :

- максимальное напряжение коллектор – эмиттер, В

U^п_КЭмакс.≥ 1.2 Ек ,

U^п_КЭмакс.≥ 1.2 24 = 28,8 ≈ 29 В

- максимальный ток коллектора, А

I^п _Кмакс≥ 1,3 √ (2 Рн)/ Rн ,

I^п _Кмакс≥ 1,3 √( 2 20)/ 8 = 2,9 А

- максимальная мощность рассеивания , Вт

Р^п _Кмакс≥ Е²_к / 4 π² Rн ,

Р^п _Кмакс≥ 24² / 4 3,14² 8 = 1,8 Вт

- граничная частота коэффициента передачи по току

f^п_h21≥ ( 3…5) F_в ,

106

f^п_h21≥ 5 20 10³ = 100 10³ Гц.

3 По справочнику на транзисторы по предельным параметрам выбираем типы транзисторов. В нашем примере подходят транзисторы типа КТ816Б и КТ817Б

Задача 2

Рассчитайте схему двухтактного бестрансформаторного усилителя мощности на рисунке 1.37. Если Е_к=10 В, Р_к=20 мВт, I_к =22 мА.

Решение :

1 Мощность, потребляемая схемой равна

Р_о= 2 Е_к I_к.ср. ,

где I_к.ср=I_к/π - средний коллекторный ток транзистора,

I_к.ср=22 10^-3/3,14 = 710^-3 А

Р_о= 2 10 7 10^-3 =0,140 Вт

2 Выходная мощность равна

Р_вых =Р_н = I_эU_э/2 = I_к.ср Е_к/2

Р _вых = Р_н = 7 10^-3 10 / 2 = 0,035 Вт

3 Мощность, рассеиваемая на коллекторе одного транзистора равна

Р_к = ( Р_о – Р _вых),

Р_к = ( 0,140 – 0,035 ) = 0,105 Вт.

4 Коэффициент полезного действия схемы равен

η = (Р _вых / Р_о) 100 % ,

η = ( 0,035 / 0,14) 100% = 25 %.

Задача 3

На вход усилителя мощности ( рисунок 1.37 ) работающего на нагрузку

R_н= 9,2 Ом, поступает гармонический сигнал с амплитудой U_вх = 10 В. Определить мощность, отдаваемую схемой в нагрузку, приняв максимальное напряжение на эмиттерном переходе открытого транзистора U_{бэ макс}.= 0,8 В.

107

Решение :

Мощность отдаваемая схемой в нагрузку равна

Р_н = (U_вх - U_{бэ макс}) ² / R_н ,

Р_н = ( 10 – 0,8)² / 9,2 = 9,2 Вт.

Задача для самостоятельной работы

1 Выбрать типы комплементарных транзисторов в схеме усиления мощности

( рисунок 1.37 ), если

1.1 Рн = 2 Вт, Rн = 4 Ом, Fв = 12 кГц.

1.2 Рн = 4 Вт, Rн = 4 Ом, Fв = 16 кГц.

1.3 Рн = 6 Вт, Rн = 4 Ом, Fв = 14 кГц.

1.4 Рн = 8 Вт, Rн = 8 Ом, Fв = 12 кГц.

1.5 Рн = 10 Вт, Rн = 16 Ом, Fв = 18 кГц.

1.6 Рн = 12 Вт, Rн = 8 Ом, Fв = 20 кГц.

1.7 Рн = 14 Вт, Rн = 4 Ом, Fв = 22 кГц.

1.8 Рн = 16 Вт, Rн = 8 Ом, Fв = 24 кГц.

1.9 Рн = 18 Вт, Rн = 4 Ом, Fв = 12 кГц.

1.10 Рн = 20 Вт, Rн = 8 Ом, Fв = 22 кГц.

1.11 Рн = 22 Вт, Rн = 16 Ом, Fв = 24 кГц.

1.12 Рн = 24 Вт, Rн = 4 Ом, Fв = 10 кГц.

1.13 Рн = 28 Вт, Rн = 8 Ом, Fв = 18 кГц.

1.14 Рн = 30 Вт, Rн = 4 Ом, Fв = 22 кГц.

1.15 Рн = 32 Вт, Rн = 8 Ом, Fв = 20 кГц.

1.16 Рн = 36 Вт, Rн = 4 Ом, Fв = 12 кГц.

1.17 Рн = 42 Вт, Rн = 8 Ом, Fв = 18 кГц.

1.18 Рн = 52 Вт, Rн = 4 Ом, Fв = 16 кГц.

1.19 Рн = 60 Вт, Rн = 16 Ом, Fв = 20 кГц.

1.20 Рн = 100 Вт, Rн = 4 Ом, Fв = 12 кГц.

Литература

Основная

1. Гольцев В.Р., Богун В.Д.,Хиленко В.И. Электронные усилители. М.:

Стандарты, 1990. с.77...90.

2 Дуглас Селф Пректирование усилителей мощности звуковой частоты.

Третье издание. – М.: ДИК Пресс, 2009.-536с: ил.46 – 51, 354 – 387.

3 Федосеева Е.О. Усилительные устройства киноустановок.-М.: Искусство, 1979.с.137...173.

4 Любимов А.Я. Методичні вказівки та завдання до виконання курсового

проекту дляпідготовки молодших спеціалістів з спеціальності

« Радіотехнічні вимірювання » по предмету « Пристрої радіотехніки » Одеса,

2003. с.20- 21.

108

Дополнительная

1 Колонтаевський Ю.П.,Сосков А.Г. Промислова електроніка та мікросхемотехніка: теорія i практикум.-К.: Каравела,2003.с.98..103. 2 Криштанович А.К., Трифонюк В.В. Основы промышленной электроники.-М.: Высшая школа, 1985.С. 111... 116.

3 Сисоев В.М. Основи радіоелектроніки. -К.: Вища школа,2004. с. 130... 134

4 Стахів П.Г., Корунд В.І., Гамола О.Є. Основи електроніки : функціональні

елементи та їх застосування. Підруник для студентів неелектротехнічних

спеціальностей вищих навчальних закладів.- Львів:: «Новий Світ – 2000»; «

Магнолія плюс».-2003.-208 с.

5 Долженко О.В., Королев Г.В. Сборник задач и упражнений по

Радиоэлектронике : Учеб. пособие для сред. ПТУ.- 2-е изд., перераб. и доп. М.:

Высш.шк., 1986. – 42 – 44.

6 Транзисторы для аппаратуры широкого применения: Справочник/ К.М.

Брежнева, Е.И. Гантман, Т.И. Давыдоа и др. Под ред. Б.Л. Перельмана – М.:

Радио и связь, 1981. – 436 – 451.

109

Лекция 8

Экспресс - проверка знаний пройденного материал

1 Нарисуйте схему двухтактного бестрансформаторного каскада на транзисторах

разного типа ( р-п-р и п-р-п )

2 Нарисуйте схему двухтактного бестрансформаторного каскада на

транзисторах разного типа ( р-п-р и п-р-п ) с одним источнико питания

и разделительным конденсатором

3 Нарисуйте схему создания смещения и схему параметрической стабилизации

4 Двухтактный бестрансформаторный каскад на составных разного типа с

параллельным возбуждением плеч

После изучения лекции 8 студент должен знать : как работают фазоинверсные и входные каскады усиления на биполярном и полевом транзисторе.

Уметь: нарисовать фазоинверсные и входные схемы каскадов усиления на биполярном и полевом транзисторе.

План ( логика ) изложения материала

1.4.3 Предоконечные каскады усиления

1.4.3.1 Назначение и виды предоконечных каскадов

1.4.3.2 Фазоинверсная схема с разделённой нагрузкой

1.4.3.3 Фазоинверсный каскад на двух транзисторах с общим

эмиттером

1.4.4 Входные каскады

1.4.4.1 Общие сведения

1.4.4.2 Пассивные входные устройства

1.4.4.3 Активные высокоомные входные устройства

Дополнительный материал к лекции 8 для самостоятельной работы

1.4.3 Предоконечные каскады усиления

1.4.3.1 Назначение и виды предоконечных каскадов

Предоконечный каскад (драйвер) является источником сигнала для оконечного каскада. Он должен обеспечить такие условия рабо­ты входной цепи оконечного каскада, при которых последний мо­жет отдать в нагрузку максимальную неискаженную мощность.

Основные требования, предъявляемые к предоконечному каскаду - большая амплитуда неискаженного сигнала на выходе и малое выходное сопротивление.

Выбор схемы предоконечного каскада в конкретном усилителе зависит от вида и режима работы оконечного каскада.

При однотактном оконечном каскаде, а также двухтактном

бес­трансформаторном с последовательным возбуждением плеч или с параллельным возбуждением транзисторов разного типа (р-п-р и п-р-п) от

110

предоконечного каскада требуется однофазное выходное напряжение. В этом случае предоконечным может служить обычный резистивный каскад, в котором транзистор чаще всего включен по схе­ме с общим эмиттером, с непосредственной или ёмкостной связью с оконечным каскадом.

Для работы двухтактного трансформаторного оконечного каскада на его вход требуется подавать от предоконечного двухфазное нап­ряжение сигнала, т.е. два равных по величине и противоположных по фазе напряжения, симметричных относительно общей точки (общего провода).

В этом случае предоконечный каскад может быть построен по

трансформаторной схеме с выводом средней точки вторичной об­мотки трансформатора или по специальной схеме резисторного типа называемой фазоинверсным каскадом.