23.3 Фильтры на пав: разновидности, области применения, особенности конструкции, аподизация, эквидистантность.

Фильтры на поверхностных акустических волнах имеют принципиальные, преимущества перед другими фильтрами, основанными на эффекте преобразования электрических колебаний в акустические. В устройствах на ПАВ объемные волны не применяются.

Для того чтобы использовать поверхностные волны для создания фильтров, необходимо с помощью электрических сигналов во входном преобразователе возбудить их, а затем в выходном преобразователе вновь превратить в электрические сигналы.

Поверхностные акустические волны формируют тонкий, соизмеримый с длиной волны, слой с динамическими неоднородностями в виде упругих деформаций, имеющих дискретный характер. Это позволяет преобразования электрических волн в акустические во входном преобразователе и обратно в выходном осуществлять путем использования тонких металлических штырей (электродов), напыленных на поверхности звукопровода (подложки), обладающего пьезоэлектрическим эффектом. Преобразователи акустических волн. Наиболее эффективными и широкополосными являются преобразователи встречно-штыревого типа(ВШП), или двухфазные. Двухфазный преобразователь поверхностных акустических волн (рис1) представляет собой решетку из электродов на поверхности пьезо-звукопровода. Две группы чередующихся электродов соединены шинами , которые в свою очередь соединяются с источником напряжения или с нагрузкой.

Данный тип преобразователей превосходно сочетается с технологическими методами микроэлектроники. Схематично такой преобразователь показан на рис1, где 1—вх преобразователь; 2—вых преобразователь; 3 — поглотитель; 4—звукопровод; 5—штыри.

Рис 7.1

Основными разновидностями ВШП являются:

эквидистантный преобразователь (с одинаковыми расстояниями между штырями);

неэквидистантный преобразователь (с различными расстояниями между штырями);

неаподизованный преобразователь (с одинаковыми перекрытиями штырей);

аподизованный (взвешенный) преобразователь (с различной степенью перекрытия штырей) и др.

Если шаг ВШП согласован с длиной волны, то деформации, вызванные каждым промежутком, суммируются, образуя суммарную поверхностную волну.

Шаг электродов двухфазной решетки выбирается равным половине длины поверхностной волны, т. е. где λп—длина ПАВ.

Суммирование происходит за счет того, что локальная деформация, образовавшаяся под одним из промежутков, начинает перемещаться в противоположных направлениях и проходит расстояние λпов/2 следующего промежутка. Она оказывается там в тот момент, когда следующая полуволна внешнего напряжения достигнет максимума и создаст свою деформацию, которая, складываясь с пришедшей от соседнего промежутка, создаст суммарную деформацию. Обратное преобразование обусловлено тем, что деформации пьезоэлектрика, вызванные поверхностной волной, приводят к появлению электрического напряжения на штырях выходного преобразователя.

Чем больше штырей содержит преобразователь, тем он эффективнее и тем большая накапливается деформация. В настоящее время существуют устройства на ПАВ, работающие в диапазоне частот от мегагерц до единиц гигагерц. Ширина электродов встречно-штыревого преобразователя равна ширине зазора, т. е.

Конструктивно встречно-штыревые преобразователи выполняются в виде тонкопленочных металлических (золотых, алюминиевых) электродов.

Апертура электродов W (размер активной части преобразователя вдоль штырей) должна обеспечивать выполнение условия

где — расстояние между входным и

выходным преобразователями.

Данное условие обеспечивает уменьшение дифракционных потерь. Обычно w = (10...200)ƛп.

Минимальное число преобразователей в фильтре два: входной, куда поступает фильтруемый сигнал, и выходной, который воспринимает отфильтрованный сигнал. Функции фильтрации могут быть распределены между ними по-разному. Наиболее часто основные функции по формированию частотной характеристики выполняет входной преобразователь, а выходной является широкополосным.

Суммарная АЧХ фильтра Kф(ω) определяется произведением частотных характеристик обоих преобразователей:

Kф(ω)= Kвх(ω) Kвых(ω),

поэтому детальное рассмотрение АЧХ можно проводить для каждого преобразователя в отдельности. Полосовые фильтры ПАВ являются наиболее распространенными и отработанными акустоэлектронными функциональными элементами. Узкополосные фильтры могут быть реализованы посредством встречно-штыревых преобразователей с большим числом электродов, поскольку относительная ширина полосы пропускания преобразователя обратно пропорциональна количеству пар электродов. Однако для получения высоких значений добротности Q = 103... 104 требуется большое число электродов, что создает ряд конструктивных трудностей. Один из путей, обеспечивающих возможность реализации узкополосных фильтров, состоит в исключении большей части штырей при сохранении общей протяженности преобразователя.

Значительного увеличения добротности фильтра (сужения полосы пропускания) можно добиться в устройствах, использующих непрерывное распространение акустической волны по замкнутой (например, цилиндрической) поверхности звукопровода.

Некоторые разновидности фильтров на ПАВ различного назначения. Фильтры для линейно-частотно-модулированных сигналов (ЛЧМ), используемых в радиолокации. Известно, что у согласованных фильтров для этих сигналов АЧХ приблизительно равномерна в широкой полосе частот сигнала, а фазовая имеет параболический характер. Для обеспечения такой формы частотной характеристики можно применять неэквидистантные преобразователи. Схематическое изображение такого фильтра дано на рис. 7.4 , где 1 и 2—преобразователи. Очевидно, что более высокие частоты спектра сигнала при прохождении через такой фильтр будут меньше задерживаться, так как расстояние между входными и выходными штырями, настроенными на высшие частоты, минимально. На более низких частотах, где эффективно действуют штыри с большими значениями (а+h), задержка получается большой. Если ЛЧМ сигнал сформирован так, что в его начале частота сигнала минимальна, а в конце—максимальна, то из-за разных задержек начало и конец сигнала на выходе фильтра будут действовать одновременно, суммируясь и давая короткий выброс с большой амплитудой.

Рис 7.4

Следовательно, сложные ЛЧМ сигналы при прохождении через такой фильтр «свертываются» и из сигнала длительностью Тs превращаются в короткий импульс Твыб, определяемый не длительностью сигнала, а интервалом частот ΔfM, в пределах которого модулируется сигнал по частоте.

Фильтры для фазоманипулированных сигналов. Выше было показано, что обеспечение высокой помехоустойчивости требует использования сложных сигналов, причем чем больше база сигнала, тем выше возможности таких сигналов. Широкое применение получили, например, фазоманипулированные (ФМН) сигналы состоящие из NЭ элементов сигнала длительностью Тэ с квазислучайными фазами, отличающимися на π.

Рис 7.5

Напомним, что для таких сигналов основные особенности согласованных фильтров заключаются в фазочастотной характеристике. Простейший фильтр для этих сигналов представляет собой совокупность элементов задержки с отводами и сумматора.

Например, для несущей частоты 1000 МГц общая ширина штырей отвода будет около 0,07 мм. Принцип действия таких фильтров пояснен рис. 7.5 на примере приема сигнала, сформированного по коду Баркера из 13 элементов сигнала.

Расположив на звукопроводе Nэ преобразователей-отводов и скомпоновав их так, чтобы знак при суммировании определялся фазой каждого сигнала, получим согласованный фильтр для ФМН сигнала.