Корректирующий интегро - дифференцирующий фильтр.

Его передаточная функция была найдена в виде:

и может быть записана в виде:

Соответствующее разностное уравнение будет иметь вид:

Рисунок 4.6.

Корректирующий фильтр с повышением порядка астатизма.

Сравнивая выражения легко заметить, что они отличаются лишь коэффициентами, поэтому разностные уравнения и структурная схема решения разностного уравнения для этого ~ фильтра будут такие же как и для корректирующего интегро-дифференцирующего фильтра.

2.Однокристальные ралу

В данной структуре добавлены цепи по сдвигу и цепи по переносу. Цепи по сдвигу включают в себя: V1, Т2, V4, V3. Когда необходимо осуществить ASL число с удвоенной разрядностью точности, младшую часть числа заносим в Рг₂, выбираем V₁V₂ = {01} (ASL), сигнал L₂ выбирается = 0. Через коммутатор V2 выдвинутый старший разряд младшей части числа поступает на вход триггера Т2 и с получением сигнала L₃ фиксируется в данном триггере L₃ = 1 - тактовой частоты проходят на вход триггера. С триггера Т2 информация поступает на коммутатор V3, который управляется сигналом L4. Если L4 = 1, то информация с триггера Т2 поступает на вход сдвига Рг₂. Т.о. получается кольцевой сдвиг. Со сдвигом на один такт.

Рисунок 7.13 - Однокристальное РАЛУ

Если L4 = 0, то информация в Рг₂ поступает от внешнего источника. В следующем такте в Рг₂ заносится старшая часть сдвигаемого числа, происходит сдвиг информации с добавлением к нему информации, хранившейся в триггере Т2.

Цепи связи по переносу в себя включают: V5, Т1, VI.

Для того, чтобы сложить два числа с удвоенным разрядом точности, младшие части данных чисел записываются в Рr₁ и Рг₂. Данные младшей части поступают на вход АЛУ, в котором происходит их сложение. В результате получается сам результат и разряд переноса. Результат фиксируется в РОНе или в АС, а перенос фиксируется в триггере Т1 (благодаря сигналу р). (если р = 1, то происходит фиксация переноса, если р=0, то в триггере Т1 хранится предыдущее состояние, а значение переноса игнорируется). С триггера Т1 значение переноса поступает на коммутатор V1, который благодаря управляющему сигналу L1 выбирает источник значения переноса (направление), (если L1 = 0, то берется внешний перенос. Если L1 = 1, то берется значение переноса из триггера Т1). В следующем такте в Pr₁ и Рг₂ заносятся старшие части числа. При их сложении к ним добавится разряд переноса из триггера Т1.

ЭКЗАМЕНАЦИОННЫЙ БИЛЕТ №12

1.Анализ и синтез дискретных СУ. Обеспечение заданной точности.

2.Регистровое АЛУ разрядно-модульного типа.

1. Анализ и синтез дискретных су. Обеспечение заданной точности.

Частотные характеристики импульсных и цифровых систем в области низких частот для значений , где Т-период дискретности, практически совпадают с частотными характеристиками непрерывной части разомкнутого канала, это оказывается справедливым для цифровых систем при линеаризации задачи и в предположении, что передаточная функция самой цифровой машины D(z)=l или, в общем случае, D(z)== const.

Кроме того, следует заметить, что для обеспечения необходимого запаса устойчивости приходится всегда выбирать желаемую л.а.х., чтобы удовлетворялось условие , где - частота среза л.а.х.

В связи с этим на импульсные и цифровые системы можно распространить правила построения запретной области для л.а.х.

Рис.5.1. Запретная область для л.а.х.

Эта область практически построена в функции псевдочатоты . Для частот меньших, чем частота среза, , псевдочастота практически совпадает с обычной круговой частотой, .

Частота контрольной точки определяется формулой

, (5.1)

где , - максимальные значения скорости и ускорения воздействия g(t), действующего на входе.

Базовая частота

, (5.2)

где - добротность по ускорению, а - максимально допустимое значение ошибки.

Аналогичным образом могут быть построены запретные области других видов. При действии на входе случайных сигналов могут быть сформулированы требования к низкочастотной части л.а.х.

Рассмотрим влияние периода дискретности. Наличие квантования по времени в дискретных системах может вызвать потерю информации об изменении входной величины внутри интервала дискретности, что приводит к появлению дополнительной ошибки. Рассмотрим этот вопрос более подробно.

Пусть r - порядок астатизма исходной системы, а l - порядок экстраполятора (в импульсных системах l=-1). Покажем, что порядок используемого экстраполятора не влияет на результирующий порядок астатизма дискретной системы. Для этого рассмотрим дискретную передаточную функцию разомкнутой системы при t  , т.е. при р  0:

(5.3)

Здесь - общий коэффициент усиления системы с астатизмом r-го порядка. Из формулы 5.3 видно, что астатизм системы с экстраполятором 1-го порядка остался равным r.

Рассмотрим теперь влияние астатизма системы на порядок экстраполяции. Пусть входной сигнал меняется по закону

(5.4)

Тогда при k<r установившаяся ошибка системы управления , а при k=r, ошибка . Первые r-1 коэффициентов ошибки при этом равны нулю, т.е. (i=0,l,...,r-l). Следовательно, накапливающаяся ошибка на выходе экстраполятора 0-го порядка (1=0), при будет равна нулю.

Накапливающаяся ошибка на выходе экстраполятора 1-го порядка (1=1) будет равна 0, если , что соответствует k=r+l. Накапливающаяся ошибка на выходе экстраполятора 2-го порядка (1=2) накапливающаяся ошибка будет отсутствовать при изменении ошибки по закону , что допускает значение k=r+2.

Продолжая эти рассуждения, получаем, что на выходе экстраполятора 1-го порядка будет отсутствовать накапливающаяся ошибка, если

, (5.5)

где m=l+r - порядок экстраполяции системы, равный сумме порядка используемого экстраполятора и порядка астатизма исходной ситемы.

Это означает, что накапливающаяся ошибка на выходе экстраполятора может вызываться входным воздействием вида (5.4) при k>m=l+r.

Так как в дискретные моменты времени t=nT накопившаяся на выходе экстраполятора ошибка сбрасывается, то формула для накапливающейся ошибки внутри такта может быть представлена в виде

. (5.6)

Максимум ошибки будет в конце такта, при t=(n+l)T:

. (5.7)

Отсюда может быть найдено допустимое значение периода дискретности при заданном значении :

. (5.8)

В качестве величины должно выбираться максимальное значение производной (m+1)-го порядка от входной величины g(t).

Если входное воздействие представляет собой гармоническую функцию , то предыдущая формула приобретает следующий вид:

. (5.9)

Формулы 5.8 и 5.9 позволяют выбирать период дискретности Т из условия ограничения накапливающейся ошибки.

Так, например, если r=1 и 1=0, то m=1 и допустимое значение периода дискретности определяется максимальным значением ускорения на входе:

. (5.10)