18. Статические ВАХ тр-ра в схеме с ОБ; модуляция шири-ны базы. Тр-р в каждой схеме включения хар-ся 4 семействами статических хар-тик: 1) I_к=f(U_к) при I_вх=const–это выходные или колл-ые хар-ки; 2) I_вх=f(U_вх) при U_к=const– входные хар-ки; 3) I_к=f(I_вх) при U_к=const – хар прямой передачи по току; 4) U_вх= =f(U_вых) при I_вх=const – хар обратной связи по U. Значит I и U при построении хар-тик не учитываются, что позволяет унифи-цировать их для тр-ров p-n-p и n-p-n типов. Входные (эмм-ые) стат-ие хар-ки тр-ра в схеме с ОБ пред-ют собой зависимость I_э=f(U_эб) при U_к=const. Входная хар-ка при U_к=0 подобна прямой ветви ВАХ диода. При подаче на p-n-p тр-р отриц-го колл-го напр-ия, вх-ая хар-ка смещается влево. Влияние U_к на положение вх-ой хар-ки свидетельствует о наличие в тр-ре внутр-ей обратной связи. При подаче или увел-ии по модулю U_к появл-ся или увел-ся I_кбо и умен-ся составляющая I_эрек из-за расширения К перехода и соответствующего этому, умен-ие ширины Б. Этот эффект расширения К перехода и умен-ия эфф-ой ширины Б при увеличении U_к наз-ся модуляцией ширины базы.

Выходные (колл-ые) хар-ки тр-ра в схеме с ОБ пред-ет собой зависимость I_к=f(U_к) при I_э=const. Вых-ая хар-ка при I_э=0 явл-ся обратной ветвью ВАХ диода. Увел-е I_э ведет к сдвигу хар-ки вверх и влево. При обратносмещенном К переходе наблюд-ся незначительное увел-ие наклона хар-к при повышении I_э. Это объясняется косвенным влиянием U_к на вел-ну I_кр, т.е.с увел-ем U_к умен-ся толщина Б и I_эрек, ═> I_кр несколько увел-ся, причем это увеличение тем больше, чем больше сам ток I_кр, т.е. чем больше I_э. При относительно больших I_э вых-ые хар-ки сближаются, т.к. при этом происходит относит-ое увел-ие I_эрек и I_эн, т.е. статич-ий коэф прямой передачи по току α умен-ся. Начальные участки вых-ых хар-ик снимаются при изменении полярности U_к.

19. Статические ВАХ тр-ра в схеме с ОЭ. Вх-ые и вых-ые статич-ие хар-ки пред-ют собой зависимости: I_б=f(U_бэ) при U_к=const; I_к=f(U_к) при I_б=const и они имеют вид:

При U_к=0 нулевая вх-ая хар-ка пред-ет собой суммарную хар-ку Э и К переходов, соединенных ║ и подключенных к источнику питания в прямом направлении, т.е. I_б=I_э+I_к. Отключение К не сущ-но влияет на вх-ую хар-ку, т.к. I_б в основном опр-ся r_б, т.е. при I_к=0. При небольшом отриц-ом напр-нии на К I_к меняет свое направл на обычное и I_б становится разностным I_б=I_э-I_к. В рез-те I_б резко умен-ся, а вх-ая хар-ка располагается значительно ниже нулевой. При дальнейшем увел-ии по модулю U_к вх-ая хар-ка незначительно смещается вправо и практически сливается с хар-ми, снятыми при дальнейшем увел-ии U_к. Вых-ые хар-ки – это зависимости I_к от U_к, при различных знач-ях i_б=const. Нулевая вых-ая хар-ка, т.е. обратный ток К-Э проходит ч/з начало координат и в рабочей области, т.е. │U_к│≥1 В располагается на уровне β_U∙I_кбо. При увел-ии I_б вых-ые статич-ие хар-ки сдвигаются вверх и по сравнению с общей Б имеют примерно в β раз больший наклон и более разковыраженное сближение при значительных I_б. Статич-ая ВАХ тр-ра с ОЭ и ОК примерно одинаковы.

20. Схемы замещения транзисторов. СЗТ могут соответство-вать их физ-им пар-рам, а также пар-рам, харак-щих их как линей-ный 4-х полюсник. Достоинство физ-их пар-ров в том, что они наглядны и непоср-но хар-ют физ-ие св-ва 3-х слойной п/п структуры. Их можно рассчитать по геометрии слоев и пар-рам материала, но их прямое изменение невозможно. Дост-вом пар-ров 4-х полюсника явл-ся то, что их можно измерить. СЗ позволяют упростить расчеты электронных схем. СЗТ в физ-их пар-рах предс-ся в виде Т-образной схемы, отражающей его структуру. Для включ тр-ра с ОБ и ОЭ они имеют вид:

Эти схемы справедливы для лин-ых уч-ков статич-ких ВАХ тр-ра, когда его пар-ры можно считать неизменными, т.е. для малых изменений тока и напряж-ия. Пар-ры СЗ с ОБ: 1) r_э=dU_эб/di_э=φ_т/I_э (U_кб=const) дифференц-ое сопр-ие эммит-го перехода позволяет учесть связь м/у напряж-ми на Э переходе и протекающим ч/з него I_э. Его вел-на, в зависимости от I_э, м/б от единиц до десятков Ом; 2) объемное сопр Б r_б. Оно опр-ся в направ-ии прохождения Б тока в слое Б от границы Э перехода. r_б>r_э и составляет сотни Ом; 3) эквивал-ый источник тока αI_э. Он учитывает транзитную составляющую приращения I_э, проходящую ч/з Б в К; 4) r_к=dU_кб/di_к (I_э=const). Дифферен-ое сопр-ие К перехода (включ-ся в обратном направлении). Оно учитывает изменение I_к с изменением U_кб вследствие модуляции ширины Б. Его вел-на от 0,5 до 2 мОм; 5) источник напряж-ия μU_кб. Он опр-ет напряж-ие внутри полож-ой обратной связи и отражает влияние эффекта модуляции Б на вх-ую цепь тр-ра. Т.к. μ мало (10^-4…10^-3), то этот источник часто в схему не входит; 6) емкости Э и К переходов С_э, С_к. Дифф-ая и барьерная емк-ти Э перехода больше таковых К перехода, но т.к. С_э зашунтировано значительно меньшим сопр-ем (r_э), чем С_к зашунтир-но (r_к), то начиная с десятков кГц емкость С_к приходится учитывать, а С_э на этих частотах пренебрегают; 7)α=di/d…?… _кб=const) диффер-ый коэф-т передачи тока. Зависит от частоты усиливаемого сигнала. В обл-ти повышенных частот, где начинает сказываться время прохождения дырок ч/з Б, I_к и I_б отличаются по фазе от I_э, а коэф-т α умен-ся. Одним из основных пар-ров тр-ра явл-ся граничная частота f_α, при к-ой модуль комплексного коэф тока ‌ α ‌ ум-ся в √2 раз. В Т-образной СЗТ с ОЭ пар-ры r_э и r_б имеют тот же физ-ий смысл, что и в схеме с ОБ. Источник тока здесь показан, как βI_б, т.к. вх-ым током в этой схеме явл-ся I_б. Сопр-ие К перехода r*_к=r_к/(β+1), аналогично С*_к=С_к(β+1) и влияние ее в обл-ти повышенных частот значительно больше, чем С_э, поэтому С_э обычно не учитывают. Дифф-ый коэф-т передачи тока с ОЭ также частотнозависимый. Граничная частота f_β=f_α/(β+1), т.е. частотные св-ва тр-ра в схеме с ОЭ хуже, чем в схеме с ОБ.

21. Усилители эл. сигналов. Классиф-ция. Электронным усилителем наз устр-во, позволяющее преобразовывать вх-ые электр-ие сигналы в сигналы большей мощности на выходе. Это преобразование совершается за счет энергии источника питания. Все усил-ли делятся на 2 класса с лин-ым и нелин-ым режимом работы, наз-ся лин-ые и нелин-ые усил-ли. Лин-му усил-лю предъявляется требование min искажения усиливаемого сигнала, что выполняется при пропорциональной передаче усил-ля мгновенных значений тока или напр-ия. Коэф-т усиления при этом рассчитывают по амплитудным или в случае синусоидального сигнала действующим значениям тока и напряж-ия. Важнейшим показателем лин-ым усил-ем явл-ся АЧХ (амплитудно-частотная характеристика), показывающая завис-сть модуля коэф-та усиления по напр-ию, опре- деленного для синусоидального сигнала от частоты. В зависимости от вида АЧХ лин ус подразделяются на: 1) усил-ли пост-го тока (УПТ) с рабочим диапазоном частот f_р от 0 до 10³…10⁸ Гц; 2) усил-ли звуковых частот с f_р от десятков Гц до 15 -25 кГц; 3) усил-ли выс частот с f_р от десятков кГц до сотен МГц; 4) широкополосные усил-ли с f_р от десяток Гц до сотен МГц; 5) узкополосные усил-ли с узкой полосой f_р. Нелин-ый усил-ль хар-ся зависимостью коэф-та усиления от вел-ны вх-го сигнала. Такие усил-ли применяются для преобразования усиливаемого сигнала, например sin-ого в импульсный (усил-ли-ограничители). Они используются и для усиления импульсов (нелин-ые импульсные усил-ли). Как правило, усил-ль состоит из нескольких каскадов, каждый из к-ых выполняет свои ф-ции. По кол-ву каскадов усил-ли делятся на одно- и многокаскадные. Соединения каскадов осущ-ся либо только по переменному I, либо галиванически. В посл-м случае с выхода предыд-го на вход последующего каскада передается как переменная, так и пост-ая составляющая U или I. Такой класс усил-лей наз-ся усил-ми с непосредственной связью. Частным их случаем явл УПТ. В УПТ для связи каскадов по перемен-му I и разделения по пост-му I используются различ-ые эл-ты, что позволяет классифицировать усил-ли след-им образом: 1) усил-ли с RC-связью, где разделительным элементом явл-ся конденсатор; 2) усил-ли с трансформаторной связью; 3) усил-ли со связью ч/з колебательный контур. В зав-ти от назначения усил-ли различают: 1) усил-ль напряж-ия, на выходе к-ых получают усиленное напряж-ие, повторяющее по форме вх-ых сигналов; 2) усил-ль тока; 3) усил-ль мощности, позволяющие получить значит усил мощности вх-го сигнала.

22. Характеристики и параметры усилителей. АЧХ(амплитудно-частотная характеристика) идеального и реального усил-ля:

Полоса рабочих частот усил-ля ограничена верхней и нижней частотами f_в и f_н. Эти частоты опр-ся по АЧХ, когда R_U снижается в √2 раз по отношению к К_uo на средней частоте f_о, т.е. при К_u/К_uo=0,707. Для усил-ей хар-ым явл наличие лин-ых искажений, обусловленных зав-тью коэф-ов усил-ля от частоты и не связанных с амплитудой сигнала и нелинейностью ВАХ. Мерой лин-ых или частотных искажений, вносимых усил-ем на граничных частотах, служит коэф-т част-го искажения М равный отношению К_uн и К_uв: М_н=К_Uo/K_Uв; М_в=К_Uo/К_Uв. Обычно допустимые величины М_н и М_в не превышают √2, что по лога- рифмической шкале составляет 3 дБ. Важными парам-ми усил-лей явл-ся коэф-т усиления по напряж-ю, току, мощности. Коэф-т усил-я по напряж-ю опр-ся как отно- шение приращения вых-го напряж-я к приращ-му вх-му напряж-ю. К_u=dU_вых/dU_вх; К_u= =U_вых/U_вх для лин ус где U_вых и U_вх амплитудные знач-я переменных напряжений. При послед-ом соед-ии N каскадов К_u опр-ся след обр: К_u=К_u1∙ ∙К_u2∙…∙К_uN=U_выхN/U_вх. Коэф соед-я по напряж-ю может иметь знач-е от доли ед-цы до 10⁶-10⁸ степени и в общем случае его вел-на зависит от частоты и амплитуды сигнала, направления источника питания и др-их факторов, т.е. он явл-ся комплексной вел-ой. Коэф-т усил-я по напряж-ю в дБ опр-ся след обр: К_UдБ=20lg∙(U_вых/U_вх)=20lgК_U. Коэф-т усил-я по току равен отношению приращения I_вых к приращ-ю I_вх: К_i=di_вых/di_вх=I_вых/I_вх, где I_вых и I_вх – амплитуды переменных составляющих токов в лин-ом усил-ле. Коэф-т усил-я по мощности: К_р=Р_вых/Р_вх=К_u∙К_i. В логарифмических единицах: К_РдБ=10lg(Р_вых/Р_вх)=10lg∙К_р. Завис-сть амплитуды U_вых от ампл-ды U_вх при пост-ой частоте вх-го сигнала наз-ся амплитудной хар-кой усил-ля. Эта хар-ка для лин-го усил-ля пред-ет собой прямую линию. Амплитудная хар-ка усил-ля (з).

Участок 1-2-3 явл-ся рабочим участком с лин-ым коэф-ом усиления. Амплитудная хар-ка не проходит ч/з начало коор-т из-за наличия на выходе U собственных шумов усил-ля. Участок ниже т.1 не используется, т.к. полезный сигнал здесь трудно отличить от U собственных шумов и помех усил-ля. По вел-не отношения U_min/K_u0 опред-ют чувствительность усил-ля. Шумовые св-ва усил-ля оценивают коэф-т шума F, показывающим во ск-ко раз отношение Р сигнала, к Р шумов на выходе усил-ля хуже этого же отношения. Для ненагруженного источника сигнала отношение max допустимого U_вых к min допустимому: D=U_max/U_min наз-ся динамическим диапазоном усил-ля. Наличие в усил-ле конденсаторов и завис-сть пар-ров транзисторов от частоты приводят к тому, что при изменении частоты вх-го сигнала U на выходе усил-ля изменяется по амплитуде и по фазе. Зав-сть фазового сдвига сигнала от частоты пред-ет собой ФЧХ(фазочастотная характеристика) усил-ля. ФЧХ не искажающего усил-ля должна пред-ть собой прямую линию. Нелин-ые искажения усил-ля связаны с нелинейностью хар-тик п/п приборов, на к-ых построен усил-ль. Нелинейные искажения существенное знач-е при больших амплитудах сигнала. Нелин-ые искажения приводят к появлению высших га-рмоник в вых-ом сигнале. Эти искажения оцениваются коэф-ом гармоник (коэф-т нелин-ых искажений) К_г = отношению действующего знач-я высших гармоник I₂, I₃ и т.д. в вых-ой цепи, к току основной гармоники I₁: К_г=√I₂²+I₃²+…/I₁. Усил-ль со стороны вх-ых зажимов хар-тся R_вх=dU_вх/di_вх, а со стороны вых-ых: R_вых. Важным пар-ром усил-ля явл-ся его КПД= отношению полезной Р на выходе Р_вых к Р, потребляемой от источника питания Р₀, т.е. η=Р_вых/Р_о. Вел-на КПД усил-ля опр-ся его вых-ми каскадами, т.к. в них происходит наибольшее потребление мощности от источника питания.

23. Обратные связи в усилителях. ОС в общем виде наз-ют передачу энергии из вых-ой цепи усил-ля в его вх-ую цепь. ОС м/б искусственной, вводимой для улучшения хар-ик усил-ля и повышения стабильности его работы, а также паразитной, возникающей за счет нежелательного влияния вых-ых цепей усил-ля на его вх-ые цепи. Сруктурная схема усил-ля с ОС: на рис k – коэф усиления усил-ля.

ǽ-коэф передачи цепи ОС.

Различают ОС по I и по U. ОС по U наз-ся такая ОС, при к-ой сигнал обратной связи пропорционален U_вых и исчезает при кор замыкании нагрузки. ОС по I пропорциональна I_вых и сохраняется при кор-ом замыкании нагрузки, т.к. сигнал ОС по I образ-ся на дополнительном резисторе, включ-ом в цепь I_вых. По способу подачи сигнала ОС во вх-ую цепь различают: 1) последов-ую ОС, когда во вх-ые цепи складываются U-я ОС и вх-го сигнала; 2) послед-ую ОС, когда во вх-ые цепи склад-ся I вх-го сигнала и I цепи ОС. Если при введении ОС коэф-т усиления возр-ет, то такая ОС наз-ся положительной (ПОС), если же коэф-т усиления умен-ся, то она наз-ся отрицательной (ООС). По кол-ву каскадов, охватываемых ОС, она делится на местную, действующую в одном каскаде и общую, охватывающую весь усил-ль или несколько каскадов. ОС м/б только по переменному I, только по пост I, а также по перем и пост I или U одновременно.

24. Усилитель на биполярном транзисторе на схеме с оэ. Усилительный каскад на бип-ом тр, включенном по схеме с оэ имеет вид:

Пост-ые составляющие токов и напряжений, т.е.(I_бп, I_кп, U_кэп) опр-ют так наз-ый режим покоя или рабочей точки (I и U покоя). В виду того, что I_к тр-ра может протекать только в одном направлении, необходимо, чтобы пост-ые составляющие токов и напряжений были не меньше перем-х составляющих. Резисторы R_б и R_к задают токи начального режима, т.е. токи покоя I_б и I_к. На резисторе R_к выделяется также и усиленное переменное U. Токи покоя: I_кп=(E_к-U_кэп)/R_к; I_бп=(E_к-U_бэп)/R_б≈E_к/R_б. т.е. величина I_б опр-ся Е_к и R_б и остается практически неизменной при смене тр-ра, из-менении темп-ры и т.д.

Такая схема наз-ся схемой с фиксированным I_б. Конденсаторы С_р1, С_р2 явл-ся разделительными. Их сопротивления в раб-ем диапозоне частот должно быть значительно меньше соотв-но R_вх и R_н. Усил-ль работает след образом: пусть вх-ой сигнал имеет положительное прилож-е. В этом случае, складывая с U_бэ он уменьшит потенциал базы. I_б умен-ся, поэтому умен-ся I_к, а отриц-ое U_кэ увел-ся по абсолютной вел-не, т.е. приращение сигнала на выходе усил-ля противоположно по знаку приращ-я вх-го сигнала. Т.о каскад с ОЭ инвертирует фазу усиливаемого сигнала. Графический анализ схемы заключен в построении линий нагрузки на выходе ВАХ, т.е. зависимости I_к от U на колл-ре при опр-ой величине R рез-ра R_к (ж). Эта зав-сть линейна и строится по ф-ле: I_к=(Е_к-U_кэ)R_к. При подключении нагрузки R_н ч/з разделительный конд-тор С_R2 эквивалентная нагрузка опр-ся парал-ным соединением R_к и R_н2. Линия нагрузки для перем-го тока пройдет ч/з т.П куче линии нагрузки для пост-го тока, т.к. эквивал-ая нагрузка R_кн=R_к׀׀R_н<R_к. Величины I_к и U_вых будут опр-ся проекциями точек В′ и С′ на оси коор-т

25. Расчет усил-ля с оэ с помощью эквив-ной схемы в области средних частот. Эквивал-ая схема в области средних частот:

Генератор тока β I_б нагружен на 2 ׀׀-ые цепи: 1) r_к^*; 2) R_кн+r_э. Опред-им I_к, ответвляющийся в вых-ую цепь: I_к=βI_б[r_к*/(r_к*+R_кн+r_э)]≈ ≈βr_к*/(r_к*+R_кн)∙I_б. Величина βе=β[r_к*/(r_к*+R_кн)] наз-ся эквив-ым коэф-том передачи по току в схеме с ОЭ. Тогда I_к=βеI_б и эквивал-ая схема усил-ля принимает вид: (рисQ). В этой схеме в вых-ой цепи включен идеальный генератор тока, вел-на к-ого зав-ит от R_кн, при R_кн<<r_к^*, βе≈β, а при R_кн→∞ βе→0. R_вх каскада относительно зажимов тр-ра r_вх=U_вх/I_вх=U_бэ/I_б. Из схемы видно, что U_вх=I_б(r_э+r_б)+βeI_бr_э=I_бr_б+I_б(βe+1)r_э, откуда r_вх=U_бэ/I_б=r_б+(βe+1)r_э. Со стороны зажи-мов источника вх-го сигнала, R_вх сниж-ся, т.к. вход усил-ля зашунтирован резистором R_б, т.е. R_вх=r_вх ׀׀ R_б. Коэф-т усиления по току = отношению I_вых к I_вх: к_i=I_вых/I_вх=I_к/I_б=βе при

РисQ

отсутствии рез-ра R_н. Если нагрузка подключена ч/з разделительный конденсатор, то I_вых следует считать ток нагрузки, протекающий ч/з R_н. Тогда коэф-т I по отношению к нагрузке: к_iн=I_н/I_б=(I_н/I_к)∙(Iн/I_б)=βе[R_к/(R_к+R_н)] отсюда видно, что с ростом R_н, коэф к_iн умен-ся. Усиление по от-ношению к току генератора вх-го сигнала: к_iк=I_н/I_г=(I_н/I_г)∙(I_б/I_г)=βе[R_к/(R_к+R_н)∙R′_г/(R′_г+r_вх)], где R′_г=R_г ׀׀ R_б (R_г параллель с резистором R_б), а R_г – сопр эквив-ого источника тока I_г. Коэф. усиления по напряжению: K_U=U_вых/U_вх=I_к∙R_кн/I_б∙r_вх=βeR′_кн/r_вх=K_i∙R_кн/r_вх. Коэф-т усил-я по отнош-ю к ЭДС вх-го сигнала: K_Uг=U_вых/E_г=U_вых/U_вх∙U_вх/E_г= =K_U∙U_вх/Е_г.

E_г=I_г(R_г+R_вх); U_вх/E_г=I_вх∙R_вх/I_г(R_г+R_вх)=R_вх/(R_г+R_вх)

К_uг=βeR/r∙ R_вх/(R_г+R_вх);R_вх=r_вх║R_б при больших R_б, R_вх≈r_вх, тогда К_uг≈βe∙[R_кн/(R_г+r_б+r_э∙(βe+1))]=βe=R_кн/R_г+r_вх. Коэф усиления по мощности: К_р=Р_вых/Р_вх=U_вых∙I_вых/U_вх∙I_вх=K_U∙K_i.

При согласованном входе, т.е. когда R_г=R_вх, коэф-т усил-я по мощности: К′_р=Р_вых/(Е_г∙I_г/4)= =4К_uг∙K_iг. R_вых усил-ля опр-ся со стороны зажимов резистора R_н при закороченном Е_г и отключенном резисторе R_н. Из эквивал схемы видно, что R_вых опр-ся в основном ׀׀-ым соединением r_к^* и R_к, т.к. обычно r_к^*>>R_к, то в первом приближении можно считать, что R_вых≈R_к и составляет единица кОм. Полное выражение для R_вых имеет вид: R_вых=R_к║[r_к*+r_э║r_б/(β+1)]. Вывод: усил-ль с ОЭ обладает R_вх порядка единиц кОм или сотен Ом, К_u>>1, К_i>>1. R_вых на зажимах тр-ра имеет порядок r_к^*, а со стороны зажимов нагрузка R_вых≈R_u. Фаза U_вых противоположна фазе U_вх.