Добавил:

Upload Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.

Вуз:

Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники

Предмет:

[НЕСОРТИРОВАННОЕ]

Файл:

Teoria_SURRT

.pdf

Скачиваний:

Добавлен:

11.05.2015

Размер:

3.51 Mб

Скачать

☆

<<< < Предыдущая 1 2 3 4 5 6 7 8 910 / 1910 11 12 13 14 15 16 17 18 19 > Следующая >>>

Тр1

УЭ 1 – ОЭ – R – R обычно

применяют в двух вариантах: с ОС

1 4

через сопротивление RЭ ; с ОС че-

рез сопротивления

RЭ и Rf

[9]

Z =2R

(рис.4.5, а). Необходимые расчет-

ные соотношения для диапазона

нижних и средних частот даны в

подразд. 3.1.

При

соответствую-

щем выборе

Т VT1 и работе

на

низкоомную нагрузку УЭ работо-

способен примерно до 1,5 ГГц.

Примеры практической реализации

приведены на рис. 4.5, б, в. Первая

Рис. 4.4. Реализация трансформатора

схема (см. рис. 4.5,

б) имеет сле-

на коаксиальном кабеле

дующие параметры:

K P = 10

дБ,

IPi3 = 4 дБм, KPi = –1 дБм, F = 5 дБ, f = 30…900 МГц ( f – полоса пропускания; коэффициент шума измерен на частоте 600 МГц). Элементы R и С являются безвыводными. При монтаже необходимо использовать максимально короткие соединительные проводники. Вторая схема (см. рис.4.5, в) обеспечивает K P = 10 дБ, IPi3 = 7 дБм, KPi = – 8 дБм, F 5 дБ (на частоте 1 ГГц) и f = 1…1400 МГц. Она реализована на печатной плате из тефлона (толщиной 1,5 мм), армированного стекловолокном, с двусторонним медным покрытием толщиной 35 мкм. Напряжение питания подается через проходной фильтр [9].

В УЭ 1 – ОБ – LС – О (рис.4.6) в качестве коллекторной нагрузки Т используется реактивная LC–избирательная цепь, обеспечивающая в требуемом диапазоне необходимую равномерность АЧХ. Для достижения последнего иногда применяют не LC–, а LCR–нагрузку. В большинстве случаев связь УЭ с генератором емкостная, с последующим каскадом (нагрузкой) индуктивная (трансформаторная). В зависимости от частотного диапазона индуктивности выполняются дискретными (до 200 МГц) либо печатным монтажом.

Усилители высокой частоты селекторов каналов ТВ приемников представляют собой один УЭ 1 – ОБ – LС – О. В них реализованы рассмотренные выше принципы. Например, в селекторах каналов метрового диапазона волн

VT1

R н

Rг

Zвых

Rэ

Eг

Zвх

Rк

+Еп=24 В

Др1

Др2

С5

3,3 мкГн 3,3 мкГн 1,1 К

0,1

С4

С2

3,6 К

0,1

10...100 пФ

VT1

50 Ом

BFW92A

50 Ом R2

С3

390

3...10 пФ

+Е =15 В

Iк=16 мА

560

200

С1

С3

VT1

6,8*нФ MRF901

4,3 К

6,8*нФ

С6

С2

6,8*нФ

Zвх=500 Ом

2,1* пФ

С4

С5

680

5,6*пФ

15*

5,6*пФ

Рис. 4.5. УЭ 1–ОЭ–R–R: эквивалентная (а) и принципиальная (б,в) схемы

Рис. 4.6. Эквивалентная схема УЭ 1–ОБ–LC–О

применяется сложная двухконтурная LCR – нагрузка Т, емкостная связь с источником (четырехзвенным фильтром, подавляющим колебания промежуточной частоты) и индуктивная связь с нагрузкой (смесителем), в селекторе дециметрового диапазона – двухконтурная LC – нагрузка, емкостная связь с источником (фильтром, подавляющим колебания метрового диапазона) и индуктивная с нагрузкой, причем индуктивности выполнены печатным монтажом [10,

12].

Выполненный на ПТ УЭ 1 – ОЗ – L – О (рис. 4.7, а) обладает следующими характеристиками [9]:

Zв х 1S , Zв ых Ri || Rв , KU S ( RH || Rв ), (4.3)

где S, Ri – параметры ПТ.

При этом, выбирая Т, необходимо принимать во внимание, кроме максимально допустимых тока и мощности рассеяния, также крутизну S, граничную частоту fS крутизны, коэффициент F шума и ток IC стока. Для применения в 50омных устройствах рекомендуются ПТ 2N4856А, BF246А, Р8002 и U310 при токах IC порядка 25 мА [9]. Пример практического исполнения УЭ приведен на рис.4.7, б. Требования к элементам С1 , С2 и Др1 такие же, как в УЭ 1 – ОБ – L – Х. Трансформатор Тр1 можно реализовывать на тороидальном сердечнике или на коаксиальной линии (в случае очень широкой, порядка 10 октав, полосы частот). УЭ 1 – ОЗ – L – О по стабильности в основном сравним со структурой 1 – ОЭ – L – R. Особое преимущество схемы – возможность точной подстройки сопротивлений Zвх и Zвых в широком диапазоне частот путем изменения тока IC .

При фиксированной (низкоомной) нагрузке RH согласование по выходу обеспечивается взаимосвязанным выбором значений Rв и W1 W2 , которые существенно влияют на параметры УЭ (рис.4.8), причем качественное поведение параметров одинаково для разных типов ПТ, различных напряжений UC , токов IC и частот f. При этом установлено, что применение апериодической L-нагрузки при отношениях W1 W2 , превышающих 12 : 4 или 16 : 4, приводит к неудовлетворительным результатам. Поэтому с учетом частотных свойств УЭ предпочтительно использовать в цепи стока П-образную LC-структуру.

		И	С
	Rг	З	VT1	R н
			VT1

E	г	Zвх	R в L	Zвых
	г
			а

Рис. 4.7. УЭ 1–ОЗ–L–O: эквивалентная (а) и принципиальная (б) схемы

УЭ 1 – ОЗ – LС – О (рис.4.9, а) обеспечивает хорошее согласование с низкоомной нагрузкой в широком диапазоне рабочих частот без снижения параметров качества. Пример практической реализации приведен на рис.4.9, б. Расчет частотно-зависимых параметров схемы выполняют по формулам [9]

IP	,											Rв, Ом
IP	,	209			500	973			1731	3000	5378	11080
i3
KP , дБм													К , дБ
i													р
		18		IPi3							K*		18
		18		IP*									18

											p
		15		i3									16
		15											16
		12											14
		9			КPi						Kp		12
				IP*							Kp
		6			i								10
		6			*								10
				КP	*
		3			i								8
		3											8
		0											6
		-3											4
		-6											2
		-9		Uп=13,6 В			Ic=25 мА; F=1,8 дБ						0
		-9	f=30 МГц, VT1					U310; * без сопротовления Rв					0
													-2


			8:4		12:4	16:4			20:4	24:4	28:4	32:4

W1 :W2

Рис. 4.8. Зависимости параметров УЭ 1–03–L–О от Rв и W1 :W2

			И	С
		Rг	З	VT1 LС - изб.		R		н
				VT1 LС - изб.				н
	E	г	Zвх		Zвых
		г			Zвых
				а
С1	Др1 VT1				Lв				С2
С1	Др1 VT1							Др2
			Rв	Са	Сс				50 Ом
50 Ом									50 Ом
50 Ом	R1								С3
									С3
						R2
						R2
	100						22

+U п

Рис. 4.9. УЭ 1–ОЗ–LС–O: эквивалентная (а) и принципиальная (б) схемы

	С
	З
Rг	VT1 И
Rг	R с	R н
Eг	Zвх	Zвых

Рис. 4.10. УЭ 1–ОИ–R–O: эквивалентная (а) и принципиальная (б) схемы

C ( X		C	) 1	,	L X	L	0	,	f f	0	Q	,	(4.4)
0		C				L	0			0	в
где 0 2 f0	– центральная частота полосы пропускания; Qв												– добротность LC-

нагрузки; ХL , XC – реактивное индуктивное и емкостное сопротивления; f – полоса пропускания на уровне минус 3 дБ.

УЭ 1 – ОИ – R – О, эквивалентная схема и пример практической реализации которого на Т с барьером Шоттки [10] приведены на рис.4.10, а, б, характеризуется высоким значением KP и малым коэффициентом шума в диапазоне частот до 1 ГГц. Входное (выходное) сопротивление ПТ из GaAs относительно велико (более 1 кОм), что исключает каскадирование без согласующих элементов. В качестве последних часто используют УЭ 1 – ОЗ – LС – О. При их отсутствии возникает самовозбуждение, а при определенных условиях – “выгорание” высокочувствительных ПТ [9].

С1

VT1

С7

С5

С3

220 пФ

R =50 Oм

50 Ом

220 пФ

нэ

С2

+Е =3 В

С6

1 нФ

Рис. 4.11. УЭ 1–ОИ–LC–O: эквивалентная (а) и принципиальная (б) схемы

УЭ 1 – ОИ – LС – О (рис.4.11, а) по характеристикам аналогичен УЭ 1 – ОИ – R – О. В нем также невозможно каскадирование без согласующих элементов, в качестве которых применяют УЭ 1– ОЗ – LС – О. В случае Т из GaAs не следует использовать кабельное соединение усилителя с антенной, кратное нечетному количеству четвертей длин волн: из-за внутренних рассогласований произойдут нежелательные изменения полного сопротивления, как следствие, увеличатся собственные шумы, уменьшится или увеличится усиление, возрастет электрическая нестабильность (вплоть до возбуждения). По возможности выбирают длину кабеля равной или кратной 2 либо соединяют антенну и усилитель непосредственно. Пример практической реализации УЭ 1 – ОИ – LС

– О приведен на рис.4.11, б. Схема предназначена для диапазона частот f =

430…500 МГц. Емкости С1, С2, С4 и С7 являются подстроечными конденсаторами с воздушным диэлектриком. Индуктивности L1, L2 выполнены в виде проводников из CuAg с шириной 1 мм и выпрямленной длиной 22 мм. Сопротивление R1 подбирается для тока IС = 10 мА. В качестве Т VT1 можно использо-

вать Т типов CFY13, MFG1200 и MFG1400 [9].

В широкополосных усилителях с небольшим коэффициентом KU усиле-

ния часто применяют УЭ 2 – ОЭОЭ – R – R на так называемых последователь- но–параллельных парах Т (рис.4.12, а). Для расширения полосы пропускания вводят отрицательную ОС. Сама по себе ОС может быть источником неприятностей на высоких частотах из-за неконтролируемого сдвига фазы, если петлевое усиление велико. В рассматриваемом УЭ это преодолевается включением двух контуров ОС, в каждом из которых петлевое усиление имеет небольшое значение. Каскады на Т VT1 и VT2 обладают низким коэффициентом KU из-за наличия в эмиттерных цепях Т сопротивлений R3 и R5. Сопротивление R6 образует параллельную отрицательную ОС по напряжению, охватывающую только каскад на Т VT1: Т VT2 работает в этой цепи как повторитель напряжения. Коэффициент KU 1 первого каскада равен KU 1 R6 R1 (при сопротивлении генера-

тора RГ = 0). Величина сопротивления R4 выбирается в соответствии с необходимым усилением KU 2 R4 R5 второго каскада (при разомкнутом контуре ОС) (см. подразд. 3.1). Последовательная отрицательная ОС по напряжению через сопротивление R7 добавляется для уменьшения KU до расчетной величины.

Последовательно-параллельные пары удобны для блочного построения усилителей, так как они очень стабильны и просты по конструкции. На их основе создают устройства с полосой пропускания до 300…400 МГц. Коэффициент усиления одного УЭ 2 – ОЭОЭ – R – R обычно составляет 10…20 дБ. При необходимости получения бόльших значений KU используют несколько УЭ [8].

Иногда в коллекторной цепи Т VT2 включают Т по схеме с ОБ для улучшения частотных свойств второго каска да. В некоторых случаях это позволяет обойтись без ОС через сопротивление R7 . Пример практической реализации такого варианта (рис.4.12, б) обеспечивает следующие значения параметров: KU = 20

дБ, f = 5…320 МГц. Корректирующие цепи R4 , С3 и R1 , С2 устраняют чрезмерный подъем АЧХ в области высоких частот. В качестве Т использованы

бескорпусные Т 2Т354Б. Последовательное соединение двух и трех УЭ повышает коэффициент усиления до 40 и 60 дБ с небольшим ухудшением полосы пропускания.

УЭ 2 – ОКОЭ – R – О (рис. 4.13) соответствует включению на входе УЭ 1

–ОЭ – R – R каскада с ОК, который ослабляет влияние эффекта Миллера путем

			R4	Eп
	R2			Eп
	R2
R 1			VT2
R 1	VT1
	VT1
	R6
	C	1	R	7
		1
	R3		R 5

=6,3 B

150

2 K

VT2

VT3

620

С1

0,01

VT1

390

С2

0,01

4,7 пФ

С3

R7 2 K

0,01

270

1,8 пФ

120

Рис. 4.12. УЭ 2–ОЭОЭ–R–R (а) и его реализация (б)

VT1

	Б	К
	Б		Rк
Rг		Э	Rк	R н
Rг		Э	К
			К
Zвх		Б
Zвх		VT2	Z	вых
Eг		VT2	Э	вых
Eг			Э

Рис. 4.13. Эквивалентная схема УЭ 2–ОКОЭ–R–О

уменьшения выходного сопротивления Rвых источника сигнала. Рассматриваемую схему используют для согласования усилительного каскада с высокоомным источником сигнала. Ее недостатком являются во многом неудовлетворительные частотные характеристики эмиттерного повторителя [8].

УЭ 2 – КС(Б) – R – R (рис.4.14, а) реализует каскодное включение – один из способов борьбы с эффектом Миллера. Его параметры в области нижних и средних частот рассмотрены в подразд. 3.6. Эту схему часто применяют для построения широкополосных усилителей, один из вариантов практической реализации которых (с коррекцией индуктивности ввода) приведен на рис.4.14, б. Для анализа варианта вначале отметим, что АЧХ УЭ 1 – ОЭ – R – R, работающего от низкоомного источника и на низкоомную нагрузку, является плоской на низких и падает на высоких частотах со скоростью примерно 6 дБ на октаву. В аналогичных условиях каскодная схема имеет следующую АЧХ: плоскую на низких и умеренно падающую на высоких частотах, с подъемом (пиком) характеристики и следующим за ним крутым спадом при дальнейшем увеличении частоты. Подъем АЧХ обусловлен влиянием индуктивной составляющей входного сопротивления Т VT1 (VT3), при шунтировании которого выходной емкостью Т VT2 (VT4) и емкостью С3 (С9) образуется параллельный колебательный контур. На частоте, близкой к резонансной, в каскад с ОБ втекает больший ток, чем вытекает из каскада с ОЭ. Резонансное увеличение тока компенсирует уменьшение усиления Т VT2 (VT4) при повышении частоты. Положение резонансного пика можно изменять емкостью С3 (С9). Рассматриваемая схема обеспечивает коэффициент KU усиления примерно 18 дБ и поло-

су пропускания 550 МГц.

100

<<< < Предыдущая 1 2 3 4 5 6 7 8 910 / 1910 11 12 13 14 15 16 17 18 19 > Следующая >>>

Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]

#
13.09.20191.3 Mб2TEORETIChESKIJ_RAZDEL.doc
#
25.09.20191.72 Mб6Teoria 158783 .doc
#
11.05.20151.1 Mб5teoria (1).pdf
#
11.05.20151.04 Mб5teoria.pdf
#
11.05.20152.11 Mб97Teoria_informatsii.pdf
#
11.05.20153.51 Mб14Teoria_SURRT.pdf
#
18.07.2019390.66 Кб3Testovoe_zadanie_po_informatike.doc
#
11.05.20154.27 Mб13the-swift-rogramming-language.pdf
#
16.03.201623.84 Кб57Theory.docx
#
16.03.2016112.49 Кб58tiit_ekzamen.docx
#
11.05.20151.35 Mб15Tipovye_raschyoty_po_vyssh_matematike_Ch_1_Uch.pdf