![](/user_photo/2706_HbeT2.jpg)
1
I1(макс)
I2
IM
I10 O
U2 ЕП
UM
Рис.4.40
На рис.4.40 изображены выходные характеристики усилительного элемента двухтактного каскада, работающего в режиме кл В.
Нагрузкой каскада переменному току является сопротивление R~, линией нагрузки является прямая, проходящая из точки ЕП, расположенной на оси абсцисс и точку 1, соответствующую максимальной величине тока IM
В каскаде с согласующим трансформатором сопротивление постоянному току будет:R==r1/2.На рис.4.40 этому сопротивлению соответствует прямая, выходящая из точки ЕП и пересекающая кривую ВАХ при токе покоя I10 в точке О.
Мощность, отдаваемая двухтактным каскадом в нагрузку:
, (4.32)
поскольку
и
кроме того U20~EП.
Зная
и
,
нетрудно записать КПД каскада:
(4.33)
Из (4.33)следует, что максимальный КПД двухтактного каскада в режиме класса В составляет 78,5% и больше предельного КПД для режима класса А.
Мощность рассеяния на выходном электроде усилительных элементов:
Подставляя в
последнее соотношение выражения
и
,
получим
(4.34)
Из (4.34) следует,
что в отличие от режима класса А, мощность
рассеяния должна иметь экстремум,
поскольку первое слагаемое (4.34)
пропорционально
,
а второе – его квадрату. Для определения
экстремума
преобразуем (4.34), введя в него коэффициент
использования усилительного элемента
по напряжению
:
.
(4.34/)
Дифференцируя
(4.34/) по
и приравнивая результат нулю, получим
экстремальное значение
,
при этом максимальная мощность рассеяния
будет:
(4.34//)
Таким образом,
если при максимальной амплитуде сигнала
окажется, что ξн<ξ*
,
то в расчетную формулу (4.34 /) следует
подставлять значение ξн.
Когда же ξн>ξ*,
то мощность рассеяния должна
определяться из выражения(4.34 //).
На рис.4.41 приведены графики зависимости
от коэффициента использования
усилительного элемента по напряжению.
На рис.4.41 приведено значение ξн(макс)<1, которое соответствует максимально достижимому уровню напряжения UM <EП, поскольку усилительные элементы имеют остаточное напряжение UОСТ, составляющее у транзисторов средней и большой мощности величину от долей до единиц вольт. Поэтому энергетические показатели двухтактного каскада приведенные на рис. 4.47 при ξн>ξн(макс) практически недостижимы.
Таким образом, более высокий коэффициент полезного действия и меньшая величина мощности рассеяния при максимальных сигналах являются заметным преимуществом двухтактных каскадов, работающих в режиме кл В.
На рис.4.42 приведена схема оконечного бестрансформаторного двухтактного каскада в режиме класса В (АВ), в котором реализована глубокая внутренняя последовательная ООС по напряжению.
Рис.4.42
Стационарный режим
класса В (АВ) в мощных транзисторах
VT4,VT5
с одинаковым типом проводимости
обеспечивается с помощью предмощных
транзисторов VT2,VT3
с одинаковыми ВАХ, но разным типом
проводимости (комплементарная пара),
стационарным напряжением на коллекторе
транзистора VT1
каскада предварительного усиления и
схемой сдвига уровня, выполненной на
диодах VD1-VD4(схемы
сдвига уровня описаны в параграфе.5.2.2
гл5). Разделительный конденсатор CP,
связывающий каскад с сопротивлением
нагрузки RH,
выбирается столь большой величины, что
при протекании через него тока напряжение
на его зажимах остается практически
постоянным, равным
,
даже при низшей частоте входного сигнала.
При положительной полуволне синусоидального
сигнала возбуждения каскада длительностью
,
где
-
его период, верхнее плечо схемы с
транзисторами VT2,VT4
открыто, а нижнее плечо закрыто, поскольку
предмощный транзистор VT3
имеет проводимость типа p-n-p,
противоположную проводимости транзистора
VT2. При этом ток
источника
,
протекающий по цепи: коллектор транзистора
VT4- конденсатор
СР – резистор
и конденсатор СР , оказывается
пропорциональным напряжению возбуждения..
Таким образом, конденсатор СР
выполняет роль источника постоянного
напряжения, который вместе с источником
образует при работе верхнего плеча
напряжение питания, равное:
Появляющееся при
этом переменное напряжение на нагрузке
имеет фазу, одинаковую с
,
поэтому напряжение управления верхнего
плеча, приложенное между базой транзистора
VT2 и эмиттером
транзистораVT4
будет:
Следовательно,
цепь, состоящая из составного транзистора
VT2-VT4,
конденсатора СР и нагрузки
при положительной полуволне
,
представляет собой мощный эмиттерный
повторитель с напряжением питания,
равным
.
При отрицательной полуволне
верхнее плечо схемы закрыто, источник
питания ЕП отключен от
схемы, а нижнее плечо, содержащее
транзисторы VT3-VT5
открыто, поскольку транзистор VT3
имеет проводимость типа p-n-p.
В этом случае конденсатор СР,
разряжаясь по цепи: коллектор-эмиттер
транзистора VT5,сопротивление
,
образует в нагрузке ток обратного
направления по отношению к току при
работе верхнего плеча. Поскольку
постоянная разряда конденсатора СР
существенно превышает
,
то за это время половины периода входного
сигнала напряжение на нем также остается
практически равным
.
Вследствие этого ток в нагрузке во
вторую половину периода оказывается
пропорциональным входному сигналу
.
Напряжение управления нижнего плеча
между базой и эмиттером транзистора
VT3 равно разности
напряжений
.
Следовательно, элементы, содержащие
транзисторы VT3-VT5
, сопротивление
и конденсатор Ср, при
работе нижнего плеча также образуют
схему мощного эмиттерного повторителя
с источником питания
,
роль которого выполняет конденсатор
СР. Таким образом, в
описываемой схеме в первую и вторую
половины периода входного сигнала
осуществляется 100% последовательная
отрицательная обратная связь по
напряжению. Эта глубокая обратная связь
обеспечивает малый уровень нелинейных
искажений выходного сигнала
..
Большое число схем бестрансформаторных оконечных каскадов и их исследование приводится, например, в [1,2].