1.2.7 Синхронный (линейный) амплитудный демодулятор
На основе БМ можно реализовать синхронный демодулятор (СД) АМ сигналов (рис. 1.10) с линейной амплитудной характеристикой. В этом случае на линейный вход БМ 1 подается АМ сигнал, а на управляющий – только немодулированная несущая, которую обычно получают с помощью ограничителя 2 из анализируемого сигнала. Если АМ сигнал представить в виде произведения Uс1 (t )=UM (t )cos(ω0⋅t ) , где UM (t ) соответствует выражению (1.19), а управляющий – единичной функцией Uс2 (t )=cos (ω0⋅t ),
то напряжение на выходе БМ 1
Рисунок 1.10 — Синхронный (линейный)
демодулятор АМ сигналов
UБМ (t )=k⋅[U M (t )⋅cos(ω0⋅t )]⋅cos(ω0⋅t )=k⋅U M (t )/2 ⋅(1+cos (2⋅ω0⋅t )).
После ФНЧ 3 получим с соответствующим масштабным коэффициентом K1 исходный неискаженный модулирующий сигнал (1.19)
UВЫХ (t )=K1⋅U М (t )/2. (1.23)
Постоянная составляющая, содержащаяся в напряжении (1.23), может быть исключена с помощью фильтра верхних частот (ФВЧ).
51. Методы реализации пс на основе операций логарифмирования и антилогарифмирования сигналов, на основе изменения проводимости канала пт, на основе использования время амплитудного преобразования
Здесь для получения требуемых передаточных функций используется ВАХ эмиттерного перехода БТ в режиме КЗ коллекторного перехода, которая аппроксимируется
соотношением (1.22). Режим КЗ коллекторных переходов БТ1 и БТ2 обеспечивается за
счет бесконечно малой разности потенциалов между входами ОУ1 и ОУ2.
Напряжение на эмиттерном переходе, как следует из соотношения (1.22),
UБЭ=φT⋅ln(I Э/I Э0 )=M⋅log10(I Э/I Э0 ), (1.31)
где M =φT⋅ln 10 – множитель, учитывающий различия в основаниях натурального и
десятичного логарифмов и температурного потенциала φT ; при нормальных условияхM≈60 мВ.
В логарифмическом усилителе канала преобразователя напряжения Uс1(t) токэмиттера БТ1 соответствует току I 1 , протекающему через резистор R1 под воздействием анализируемого сигнала:−I Э1=I 1=Uс1 (t )/R1, (1.32)
а выходное напряжение ОУ1 в этом же канале соответствует напряжению UБЭ.1 (1.31),причем с учетом полярности включения БТ1 оно имеет отрицательный знак:
UВЫХ.1=−U БЭ1=−M⋅log10(−I Э1/I Э0 )=−M⋅log10(Uc1 (t )/R1⋅I Э0 ≈−M⋅log10 (Uc1 (t )) . (1.33)
Выходное напряжение ОУ2 для канала преобразования напряжения Uс2 (t ) можем записать по аналогии с выражениями (1.33) и (1.32)
UВЫХ.2=−M⋅log10 (Uc2 (t )) . (1.34)
Напряжение на выходе инвертирующего сумматора, построенного ОУ3 с одинаковыми по номиналу резисторами в цепи ООС, с учетом соотношений (1.33) и 1.34приобретает вид
UВЫХ. Σ=M⋅log10 (Uc1 (t ))+M⋅log10 (Uc2 (t ))=M⋅log10 [Uc (t )⋅Uc2 (t )]. (1.35)
В антилогарифмирующем усилителе, выполненном на ОУ4 (см. рис. 1.14), осуществляется обратное преобразование сигналов также с помощью ВАХ эмиттерного перехода БТ3. Так как на основании уравнения (1.31)
I Э3=I Э0⋅10UБЭ3/M , (1.36)
а напряжение на БТ3 соответствует выходному напряжению (1.35) сумматора
UВЫХ=I OC⋅ROC=−I Э3⋅RОС⋅10[Uc (t )⋅Uc2(t )]=−I Э3⋅RОС⋅Uc (t )⋅Uc2 (t ) . (1.37)
Как видно из полученного выражения (1.37), выходное напряжение ПС с точностью до постоянного коэффициента равно произведению входных сигналов. Для высокоточного преобразования сигналов используют специально подобранные полупроводниковые элементы (диоды, транзисторы), так называемые модули, работающие в различных диапазонах токов. Высококачественный полупроводниковый БТ обладает точной логарифмической функцией в интервале изменения тока эмиттера
до 4...6 декад. Рассмотренный ПС может быть реализован в едином технологическом цикле в виде полупроводниковой ИС со стабильными характеристиками.