9.6. Контрольні запитання

1. Яке призначення стабілітронів?

2. Як класифікуються та позначаються стабілітрони?

3. Який вигляд має вольт-амперна характеристика стабілітрона і як вона пояснюється?

4. Які основні характеристики стабілітронів?

5. При якому включенні працюють стабілітрони?

6. В якому режимі працюють стабілітрони?

7. У чому полягає електричний пробій p-n переходу?

8. Які особливості роботи стабісторів?

9. Як працюють двоанодні стабілітрони?

10. Наведіть приклади застосування стабілітронів?

11.Які переваги стабілізаторів в мікроелектронному виконанні?

12.Який принцип роботи компенсаційних стабілізаторів?

13.Що виступає джерелом опорної напруги в компенсаційних стабілізаторах?

14.Що виконує роль ППС в компенсаційних стабілізаторах?

15.Які типи інтегральних стабілізаторів випускаються в серії К142?

16.Які відмінності в схемі включення інтегральних стабілізаторів із регульованою вихідною напругою?

Робота 10. Дослідження імпульсного блока живлення

10.1. Мета роботи

Вивчити принципи роботи імпульсних блоків живлення електронної апаратури, та навчитись визначати їх характеристики.

10.2. Теоретичні відомості

Імпульсні, або ключові, джерела електроживлення (ІДЖ) все частіше застосовуються, витісняючи лінійні стабілізатори напруги. Їхніми основними перевагами є: високий коефіцієнт корисної дії, малі габарити й маса, висока питома потужність. Всі перераховані властивості ці джерела живлення одержали завдяки застосуванню ключового режиму при роботі силових елементів. Це приводить до того, що середня за період комутації потужність, яка розсіюється в ключовому транзисторі, виявляється набагато меншою, ніж у лінійному регуляторі. Малі втрати в силових ключах дозволяють зменшити або зовсім виключити охолоджуючі радіатори.

Поліпшення масогабаритних характеристик джерел живлення обумовлено насамперед тим, що імпульсні схеми джерела живлення обходяться без силового трансформатора, що працює на частоті 50 Гц. Замість нього в схему вводиться високочастотний трансформатор або дросель, габарити й маса яких набагато менші від низькочастотного силового трансформатора.

До недоліків імпульсних джерел електроживлення звичайно відносять: складність схеми, наявність високочастотних шумів і перешкод, збільшені пульсації вихідної напруги, великий час виходу на робочий режим.

Узагальнена структурна схема імпульсного джерела живлення наведена на рис. 10.1. Вона складається із чотирьох основних блоків:

• мережного випрямляча з ємнісним фільтром;

• високочастотного інвертора випрямленої напруги мережі;

• пристрою керування високочастотним інвертором (звичайно це спеціалізована мікросхема керування);

• вихідного високочастотного випрямляча з ємнісним фільтром.

Високочастотний інвертор і пристрій керування спільно утворюють імпульсний перетворювач, що може бути індуктивним або ємнісним. Найбільше поширення в імпульсних ДЖ одержали індуктивні імпульсні перетворювачі, які можна розділити на дросельні (або автотрансформаторні) і трансформаторні. Ємнісні (конденсаторні) перетворювачі знаходять обмежене застосування - для інверсії полярності або подвоєння (множення) напруги. Звичайно вони являють собою пристрою з перемикаючими конденсаторами, і використовуються для живлення малопотужних навантажень.

Рис. 10.1. Узагальнена структурна схема імпульсного джерела електроживлення.

Дросельні й автотрансформаторні перетворювачі відносять до розряду імпульсних стабілізаторів напруги, які ділять на три групи: понижуючі, підвищувальні та інвертуючі.

Особливістю імпульсних стабілізаторів є їхній гальванічний зв'язок з живильною силовою мережею. Для виключення гальванічного зв'язку на вході імпульсного стабілізатора іноді включають силовий трансформатор, однак це знижує питому потужність.

Трансформаторні імпульсні перетворювачі не мають гальванічного зв'язку з мережею, однак їхня питома потужність нижча, ніж у дросельних. Трансформаторні перетворювачі можна розділити на однотактні й двотактні. В однотактних перетворювачах енергія передається на вихід тільки протягом однієї частини періоду перетворення. Якщо енергія передається при включеному силовому ключі, то такий перетворювач називають прямоходовим (Forward). Якщо ж енергія передається при виключеному стані силового ключа, то перетворювач називають оберненоходовим (Flyback).

Двотактні перетворювачі ділять на двофазні (Push-Pull), мостові (Full-Bridge) і напівмостові (Half-Bridge). B двотактних перетворювачах використаються обидві частини періоду перетворення. На відміну від однотактних, двотактні перетворювачі працюють без підмагнічування сердечника трансформатора постійним струмом.

Розглянемо роботу ключового джерела живлення, користуючись узагальненою структурною схемою, наведеною на рис. 10.1. Гармонійна напруга мережі (50 Гц) випрямляється мережним випрямлячем і заряджає конденсатор фільтра, що має досить велику ємність. Велика ємність фільтра мережного випрямляча забезпечує низькі пульсації випрямленої напруги й збільшує час утримання вихідної напруги. При ємності фільтра 100мкФ і споживаній потужності 100 Вт час утримання становить приблизно 30 мс. При напрузі живильної мережі 220 В напруга на ємності становить приблизно 300 В.

Ця напруга надходить на вхід імпульсного перетворювача, що перетворить його у високочастотні імпульси прямокутної форми. Частота імпульсної напруги звичайно лежить у межах від 20 до 200 кГц. Зі збільшенням частоти перетворення збільшується питома потужність, але одночасно ростуть втрати в елементах перетворювача, що приводить до зниження ККД.

З виходу перетворювача напруга надходить на високочастотний випрямляч із ємнісним фільтром. У більшості випадків високочастотний інвертор працює на фіксованій частоті, а регулювання вихідної напруги забезпечується за допомогою широтно-імпульсної модуляції керуючих сигналів. Широтно-імпульсне регулювання виконується за допомогою схеми керування, на вхід якої подається вихідна напруга. Для забезпечення гальванічного відділення виходу від силової мережі в трансформаторних схемах інверторів звичайно використовують різні типи пристроїв гальванічної розв'язки: оптрони, ізолюючі трансформатори, підсилювачі й ін. Форми керуючих сигналів при широтно-імпульсній модуляції наведені на рис. 10.2. Глибина широтно-імпульсної модуляції характеризується коефіцієнтом заповнення γ =t_і/T, де t_і - тривалість імпульсу керування, a T=f^-1 - період повторення. Якщо тривалість імпульсу становить половину періоду, то γ =0.5. При збільшенні тривалості імпульсу коефіцієнт заповнення росте до 100%. У загальному випадку коефіцієнт заповнення 0< γ < 100%.

Спосіб одержання широтно-модульованих імпульсів показаний на рис. 10.2 б. У схемі, наведеній на рис. 10.1, спочатку формується сигнал помилки и_ош (неузгодженості). Для цього на вхід схеми керування подається вихідна напруга U_вих, що порівнюється в підсилювачі сигналу помилки (ПСП) з опорною напругою U_оn, що створюєтьсям спеціальним джерелом опорної напруги (ДОН).

У схемі широтно-імпульсного модулятора (ШІМ) сигнал помилки и_ош порівняється з лінійно зростаючою напругою пилкоподібної форми u_{п m}. Якщо за вихідний стан ШІМ прийняти, що u_oш=U_nm/2, де U_nm — максимальне значення пилкоподібної напруги, то одержимо, що у вихідному стані коефіцієнт заповнення γ ₀ =50%.

Рис. 10.2. Форма імпульсів при широтно-імпульсній модуляції (а) і спосіб їхнього одержання (б).

При збільшенні вихідної напруги U_вых > U_{вих-ном} сигнал помилки також збільшується U_ош> U_{п m}/2, а тривалість імпульсу керування зменшується, як показано на рис. 10.2, б.

При зменшенні вихідної напруги U_вих < U_{вих-ном} сигнал помилки зменшується U_ош < U_{п m}/2, а тривалість імпульсу збільшується.

Зміна тривалості імпульсу t_і приводить до зміни часу включеного стану силового транзисторного ключа і, отже, до пропорційної зміни вихідної напруги. Таким чином, у регульованому ШІМ-інверторі забезпечується стабілізація вихідної напруги.

Імпульсні стабілізатори напруги. Схема понижуючого імпульсного стабілізатора наведена на рис. 10.3 а. У цій схемі використовується накопичувальна індуктивність (дросель) L, включений послідовно з навантаженням R_Н. Для згладжування пульсацій у навантаженні паралельно їй включений конденсатор фільтра С_ф. Ключовий транзистор VT включений між джерелом живлення .E_n і накопичувальною індуктивністю L. Схема керування включає або виключає транзистор, залежно від значення напруги на навантаженні U_Н. При розмиканні транзисторного ключа VT струм індуктивності L протікає через діод VD. Включення в схему діода VD забезпечує безперервність струму в індуктивності L і виключає появу небезпечних викидів напруги на транзисторі VT у момент комутації.

На рис. 10.3 б наведена еквівалентна схема заміщення, у якій ключовий транзистор VT і діод VD замінені перекидним ключем S. При надходженні керуючого сигналу на базу транзистора VT ключ S встановлюється в положення 1, а при відсутності керуючого сигналу ключ S встановлюється в положення 2, забезпечуючи безперервність струму в дроселі L. Залежно від значення параметрів схеми можливі два режими роботи: 1) безперервного та 2) переривчастого струму в дроселі.

Рис. 10.3. Схема понижуючого імпульсного стабілізатора (а), його еквівалентна схема (б), графіки струму й напруги в дроселі в режимі безперервного струму (в) і переривчастого струму (г).

Розглянемо спочатку режим безперервного струму в дроселі L. Для забезпечення режиму безперервного струму в дроселі його індуктивність повинна вибиратися за формулою

(10.1)

При включенні транзистора VT ключ S встановлюється в положення 1 і у дроселі L починає зростати струм, досягаючи свого максимального значення до моменту вимикання транзистора VT. Накопичення енергії в дроселі L і конденсаторі фільтра С_ф приводить до невеликого збільшення напруги на навантаженні (рис. 10.3, в).

За сигналом, що надійшов від схеми керування, транзистор VT закривається, а діод VD відмикається, що відповідає переходу ключа S у положення 2. Енергія, накопичена в дроселі L, і конденсаторі С_ф, починає витрачатися в навантаженні й струм дроселя починає зменшуватися за лінійним законом. Цей спад триває аж до нового відкривання транзистора VT.

Напруга на дроселі в період накопичення енергії дорівнює (E_n-U_Н). У момент комутації дроселя ключем S, напруга на ньому стрибком приймає значення –U_Н. Повний перепад напруги на дроселі, таким чином, дорівнює E_n. Напруга на навантаженні пропорційна коефіцієнту заповнення

. (10.2)

При зменшенні індуктивності дроселя відносно значення, отриманого за формулою (10.1), відбувається перехід у режим переривчастого струму в ньому. Форма струму в дроселі в цьому режимі наведена на рис. 10.3, г. Коли струм у дроселі спадає до нульового значення, діод VD закривається, а сигнал відмикання транзистора VT ще не надійшов, тому ключ S на еквівалентній схемі виявляється не підключеним до контактів 1 або 2, а перебуває як би між ними. При цьому напруга на дроселі й струм у ньому якийсь час дорівнюють нулю. У такому режимі погіршується використання ключового транзистора, зростає необхідна ємність конденсатора фільтра, збільшуються пульсації струму в дроселі й у навантаженні.

Схема підвищувального імпульсного стабілізатора наведена на рис. 10.4 а. У цій схемі дросель включений послідовно із джерелом живлення Е_п, а діод VD послідовно з навантаженням. Еквівалентна схема заміщення наведена на рис. 10.4 б. При включенні транзистора VT ключ S переводиться в положення 1 і дросель L підключається безпосередньо до джерела живлення Е_п. Струм у дроселі починає лінійно наростати, поки зі схеми керування не надійде сигнал на запирання транзистора VT.

Після запирання транзистора VT надлишкова енергія, накопичена в дроселі L, через відкритий діод VD надходить у навантаження, підзаряджаючи конденсатор фільтра С_ф. Цьому режиму відповідає перемикання ключа S у положення 2, при якому напруга на дроселі додається із напругою джерела живлення, у результаті чого конденсатор фільтра С_ф заряджається до напруги U_H>E_n. Форми струму й напруги на дроселі L наведені на рис. 10.4, в. Повний перепад напруги на дроселі рівний (U_Н-2E_n).

Схема імпульсного інвертуючого стабілізатора, наведена на рис. 10.5, а. У цій схемі послідовно із джерелом живлення Е_п включений транзистор VT, а діод VD включений послідовно з навантаженням R_Н. Еквівалентна схема інвертуючого стабілізатора напруги наведена на рис. 10.5, б.

Рис. 10.4. Схема підвищувального імпульсного стабілізатора (а), його еквівалентна схема (б) і графіки напруги й струму в дроселі (в).

При включеному транзисторі VT ключ S встановлений у положення 1, у результаті чого дросель L підключається безпосередньо до джерела живлення Е_п і струм у ньому починає лінійно наростати (рис. 10.5, в).

Рис. 10.5. Схема імпульсного інвертуючого стабілізатора напруги (а), його еквівалентна схема (б) і графіки напруги й струму в дроселі (в).

Ріст струму відбувається доти, поки не надійде сигнал зі схеми керування на закривання транзистора VT. При цьому на еквівалентній схемі перемикач S встановиться в положення 2 і дросель L підключиться паралельно навантаженню й конденсатору фільтра С_ф. Оскільки струм у дроселі після комутації транзистора VT не міняє свого напрямку, то полярність напруги на навантаженні буде оберненою до полярності джерела живлення, тобто відбувається інверсія полярності.

Регулювальні характеристики імпульсних стабілізаторів показують залежність відносної вихідної напруги стабілізатора від коефіцієнта заповнення імпульсів U_Н/E_n=f(γ). Для понижуючого стабілізатора напруги регулювальна характеристика відповідно до формули (10.2) має вигляд:

, (10.3)

де σ=r/R_Н — відношення опору дроселя r до опору навантаження R_Н. Очевидно, що для стабілізатора понижуючого типу ця характеристика лінійна, а її нахил залежить від відношення активних опорів дроселя й навантаження. Напруга на навантаженні в такому стабілізаторі не може бути більшою за напругу живлення, а лінійність регулювальної характеристики поліпшує умови його усталеної роботи. Регулювальна характеристика понижуючого стабілізатора при γ=0 та 0,5 наведена на рис. 10.6, а.

Рис. 10.6. Регулювальні характеристики імпульсних стабілізаторів: понижуючого (а), підвищуючого (б) і інвертуючого (в).

Регулювальна характеристика підвищувального стабілізатора визначається рівнянням

(10.4)

де σ=r/R_H, r — опір дроселя, R_H — опір навантаження.

В ідеальному випадку при σ=0 регулювальна характеристика визначається формулою U_H/E_n = (1-γ)^-1 і при γ→1 вона спрямовується в нескінченність. При наявності втрат у дроселі (а також у діоді й транзисторі) на регулювальній характеристиці буде екстремум, значення якого сильно залежить від значення σ, як показано на рис. 10.6, б.

Регулювальна характеристика інвертуючого стабілізатора, без врахування втрат в елементах схеми (тобто при r = 0) визначається виразом

(10.5)

Очевидно, що такий стабілізатор може працювати як з підвищенням, так і зі зниженням вихідної напруги (рис. 10.6, в).