Двухуровневый цифровой сч

Одна из простейших схем цифрового синтеза, схема двухуровневого СЧ, представлена на рис. 28,а. Принцип ее работы заключается в следующем. В формирователе импульсов ФИ из гармонических колебаний ОКГ формируется периодическая последовательность коротких импульсов с частотой следования f₀=1/Т₀, поступающая затем на вход делителя с переменным коэффициентом деления ДПКД. Коэффициент деления ДПКД выбирается таким образом, чтобы частота следования импульсов на выходе последнего была в два раза выше требуемой частоты сигнала на выходе синтезатора f_ВЫХ. Этот поток импульсов подается на вход триггера Т, создающего за счет деления частоты пополам последовательность прямоугольных импульсов со скважностью 2 и частотой следования, равной заданной. В перестраиваемом полосовом фильтре ПФ из этой импульсной последовательности выделяется синусоидальный сигнал с частотой первой гармоники. Значит, частоту выходных колебаний можно изменять, изменяя коэффициент деления ДПКД и перестраивая ПФ.

Рис. 28. Структурные схемы двухуровневых цифровых СЧ:а) типовая схема; б) модифицированная схема

Очевидно, что в общем случае при некоторых значениях f_ВЫХ требуемый коэффициент деления ДПКД может оказаться нецелым числом. Цифровые счетчики, на базе которых создаются ДПКД, не могут поделить частоту на нецелое число, поэтому в подобных случаях поступают следующим образом. Положим, что требуется получить коэффициент деления ДПКД, равный K=N+L/M, где N, L, M – целые числа и M>L, т.е. N – целая часть коэффициента деления, а L/M – его дробная часть. Для этого, например, в течение первых L циклов деления коэффициент деления ДПКД устанавливается равным N+1, а в последующих M-L циклах – равным N. Тогда средний за M циклов коэффициент деления равен

.

При этом сигнал на выходе СЧ будет иметь нужную частоту, но с некоторым колебанием фазы, изменяющейся по периодическому закону с периодом, кратным M. Следовательно, его спектр будет содержать побочные составляющие. Можно считать, что уровень наибольших спектральных составляющих в выходном сигнале не будет превышать

D_max20lg(Т/T_СР), (44)

где Т – разность между максимальным (при K=N) и минимальным (при K=N+1) значениями периода генерируемых колебаний, а T_CP=1/f_CP и f_CP – средние значения периода и частоты.

При выводе соотношения для D_max учитывалось, что индекс паразитной фазовой модуляции <<1, а наибольшая побочная составляющая обусловлена первой гармоникой в представлении закона изменения фазы в виде ряда Фурье.

Если циклы с коэффициентами деления N и N+1 чередуются так, что ТТ₀, двухуровневый синтезатор, отвечающий этому требованию называется оптимальным, а D_max-20lg(K_CP). Управлять коэффициентом деления ДПКД в модифицированной схеме, представленной на рис. 28,б, можно с помощью счетно-решающего устройства СЧРУ. СЧРУ вычисляет получаемый временной сдвиг между формируемыми и идеальными импульсами по известному отличию текущего коэффициента деления от среднего. Совокупность ДПКД и СЧРУ можно рассматривать как делитель с дробно-переменным коэффициентом деления. В соответствии с приведенным для D_max соотношением требуемую чистоту спектра выходных колебаний синтезатора можно реализовать только при больших коэффициентах деления. Учитывая же, что максимальное значение f₀ ограничено быстродействием существующих ДПКД, двухуровневые цифровые синтезаторы оказываются относительно низкочастотными. Нетрудно заметить, что при увеличении f_ВЫХ (т.е. при уменьшении K_СР и Т_СР) уровень побочных составляющих D_max возрастает.

При введении в рассматриваемый синтезатор устройства коррекции временного положения импульсов ценой усложнения СЧРУ можно либо в Q раз увеличить f_ВЫХmax, либо на 20lgQ уменьшить D_max (Q показывает, во сколько раз уменьшился временной сдвиг между идеальными и формируемыми импульсами за счет введения операции коррекции).