Основи РЛС / 1 Передавач / 3 Гр зан 6 / Зан.3укр

3.5 Принципи побудови систем формування фазоманіпульованих зондуючих сигналів

Відомо, що одним із способів подолання суперечності між необхідністю забезпечення великої дальності виявлення РЛС і високою роздільною здатністю по дальності є використовування складних зондуючих сигналів.

Перехід від узкополосних сигналів до широкосмугових сигналів може бути здійснений двома основними шляхами: введенням частотної модуляції і введенням фазової модуляції (маніпуляції). Питання практичної реалізації першого шляху були детально розглянуті в підрозділі 3.3.2.

3.5.1 Коди, використовувані в РЛС з фазоманіпульованими зондуючими сигналами

На відміну від сигналів з ЛЧМ сигнали з ФКМ мають ідеальну форму кореляційної функції з мінімальною площею еліпса невизначеності.

Іншою гідністю сигналів з ФКМ є те, що схеми формування і генерації довгих сигналів з ФКМ в більшості випадків виявляється простішими, ніж при використовуванні ЛЧМ.

Оскільки характеристики сигналів, а також ступінь простоти технічної реалізації схем формування і обробки сигналів з ФКМ залежать від виду коду фазової маніпуляції, при розробці РЛС вибір відповідного коду є важливою задачею.

Розглянемо особливості основних видів кодів.

Найбільше поширення набули ФКМ сигнали, які складені на основі двійкових кодів. При цьому початкові фази парціальних імпульсів вибираються рівними 0 і p радіан.

Розглянемо приклад ФКМ сигналу з прямокутною огинаючою

Uo при 0 Ј t Ј tи

u(t)= 0 при t > tи

Хай зміна початкових фаз парціальних імпульсів описується співвідношенням

0

j(t)= j(l,to)=, l = 1,2,3,...n,

p

а конкретне значення фази визначається по певному (наперед відомому) закону.

Розглянемо основні види кодів.

Бінарні фазові коди. Бінарний фазовий код є послідовністю 1 і 0 або +1 і -1. Фаза випромінюваного РЛС сигналу змінюється поперемінно, приймаючи значення 0о і 180о відповідно до чергування елементів 1 і 0 або +1 і -1 у фазовому коді.

Серед бінарних кодів можна виділити наступні.

Коди Баркера. Спеціальний клас бінарних кодів складають оптимальні коди або коди Баркера. Їх оптимальність полягає у тому, що амплітуда піку автокореляційної функції рівна N, а амплітуда бічних пелюсток при F = 0 складає 1/N, де N число парціальних імпульсів в сигналі з ФКМ або довжина коду. Існує лише невелике число таких кодів (см.табл.3.1).

Зміна знаків коду на протилежний для всіх N дає коди, що володіють точно такими ж автокореляційними функціями.

Наприклад, для семиелементного коду Баркера чергування фаз визначається кодоутворюючою послідовністю: 0 0 0 1 1 0 1, якій відповідає послідовність початкових фаз 0 0 0 p p 0 p (рис.3.28).

Амплітудно-частотний спектр ФКМ сигналу визначається співвідношенням

(3.10)

Тут gto (f) - частотний спектр першого радіоімпульсу тривалістю to; Ci - коефіцієнт кодоутворюючої послідовності (см.табл.3.1).

Таблиця 3.1

Длина кода	Элементы кода	Относительный уровень боковых лепестков, дБ
2 3 4 5 7 11 13	+ -; + + + + - + + - +;+ + + - + + + - + + + + - - + - + + + - - - + - - + - + + + + + - - + + - + - +	6 9,5 12 14 16,9 20,8 22,3

На рис.3.25 представлений АЧС радіосигналу з маніпуляцією фази за семиелементним кодом Баркера. Видно, що ширина спектру сигналу визначається тривалістю парціального імпульсу Пс = 1/to.

Рис.3.25. АЧС радіосигналу з маніпуляцією фази за семиелементним кодом Баркера.

База сигналу n = Пс/tи > 1 визначається числом елементів коду. Збільшення енергії ФКМ сигналу при фіксованому значенні to може бути забезпечене збільшенням кількості діськрет n. Останнє виходить із співвідношення tи = n·to. У інших ФКМ сигналів АЧС має аналогічну форму.

Забезпечити необхідну роздільну здатність по дальності можливо шляхом вибору тривалості парціального імпульсу.

Кількість дискретів ФКМ сигналу може складати від декількох одиниць до тисяч парціальних імпульсів.

На практиці використовування одного імпульсу для зондування простору часто виявляється недостатнім. Для поліпшення енергетичних характеристик РЛС використовують пачку радіоімпульсів, прагнучи забезпечити закономірну фазову структуру всієї пачки.

При цьому передавач повинен мати таку стабільність частоти зондуючого сигналу, тобто пачки в цілому, при якій фазова структура першого зондуючого імпульсу закономірно пов'язана з фазовою структурою другого, третього і т.д. імпульсів. В цьому випадку говорять про жорстку (закономірної, визначеної, невипадкової) фазову структуру пачки радіоімпульсів. Пачку радіоімпульсів із закономірною фазовою структурою називають когерентною.

При F № 0 спостерігаються високі побічні максимуми тіла невизначеності сигналу. У зв'язку з цим коди Баркера доцільно застосовувати при відомій або малій частоті Доплера Fд.

Послідовності максимальної довжини (М-послідовності). Ці послідовності є набором N періодично повторюючих символів di, кожний з яких може приймати одне з двох значень: 0 або 1. М-коди або М-послідовності формуються за допомогою рекуррентних формул. З цією метою задаються створюючим поліномом довжини m, що складається з певного набору одиниць і нулів. Перебором створюючих поліномів однакової довжини m можна змінити вид рекуррентних послідовностей. Ті з послідовностей, які мають максимальну тривалість N = 2m-1 без повторень і є лінійними рекуррентними послідовностями максимальної довжини.

Так, наприклад, для m = 2;3;10 число елементів М-послідовності буде відповідно рівне N = 3;7;1023. «Невдало» вибраний створюючий поліном також приведе до формування лінійної рекурентной цифрової послідовності, але її частина (період послідовності), що не повторюється, при цьому може виявитися менше N.

Будь-який i-й елемент послідовності (при i > m) виходить за правилом

di = k1·di-1 + k2·di-2 +...+ kl·di-l + ...+ km·di-m (mod2).

Тут операції складання і множення здійснюються «по модулю 2». Коефіцієнти k_l приймають значення або нуль, або одиниця відповідно до вибраного створюючого полінома, при цьому k_m = 1.

Генератор коду, реалізовуючий алгоритм обчислення di, повинен містити m-розрядний блок елементів пам'яті і суматор по модулю 2, сполучений з цим блоком відведеннями. Кількість і місцеположення відведень визначається набором значень створюючого полінома.

Структурна схема генератора М-послідовності для m = 3 представлена на рис.3.26.

Роль блоку пам'яті виконує трьохрозрядний регістр зрушення, інформація в якому зсовується з тактовою частотою fо = 1/tо. Суматор по модулю 2 виконується на базі елементів «И», «АБО».

Рис.3.26. Структурна схема генератора М-послідовності для m = 3.

Задамо створюючий поліном, наприклад, у вигляді послідовності k1 = 1; k2 = 0; k3 = 1. Це рівносильно підключенню до суматора нульового і другого виходів регістра зрушення.

Для початку генерації послідовності на вхід регістра подається імпульс запуску генератора (одиниця). Далі схема генератора зовнішніх дій не потребує, генерація коду здійснюється за рахунок ланцюга зворотного зв'язку відповідно до співвідношення для di. Кількість і місцеположення вихідних відведень регістра зрушення визначають вид послідовності, що генерується.

У початковому стані з виходів регістра знімаються нулі, на виході суматора утворюється нуль. Початок роботи генератора визначається моментом замикання ключа, проникного на вхід схеми імпульс запуску.

З приходом на інформаційний вхід нуля імпульс запуску генератора, на його вихід по ланцюгу зворотного зв'язку відразу проходить одиниця. Перший тактовий імпульс викликає появу одиниці на нульовому виході регістра і розмикання ключа. При цьому з виходу суматора знімається друга одиниця, яка тут же поступає на інформаційний вхід. Другий тактовий імпульс просуває цю одиницю на нульовий вихід регістра, зміщуючи раніше записану там одиницю в перший вихід регістра. На виході суматора з'являється чергова (третя) одиниця, яка по ланцюгу зворотного зв'язку потрапляє на інформаційний вхід 0. Черговий такт роботи генератора приводить до появи на вході суматора двох одиниць, які на його виході утворюють нуль.

Продовження роботи генератора приводить до послідовної появи на виході суматора чергових одиниці і нуля. Після цього послідовність 1110100 починає повторюватися.

Таким чином, розглянутий пристрій генерує нескінченну послідовність нулів і одиниць.

Основними властивостями М-послідовності є:

1. Кількість одиниць в періоді коду більше кількості нулів на одиницю.

2. Кожен набір з m послідовних елементів з'являється один раз за її період.

3. Всі комбінації m цифр перебираються в М-послідовності. Наявність цих властивостей у якої-небудь послідовності свідчить про те, що вона належить М-послідовності.

Число до послідовностей максимальної тривалості, що розрізняються між собою, визначається із співвідношення до = [(N - 1)/m], що для даного прикладу складає 2.

Неповторюваність структури послідовності в перебігу періоду можна вважати ознакою її хаотичності. Останнє може бути використане в радіолокації для формування шумоподобного імпульсного зондуючого сигналу. Кореляційна функція М-послідовності має максимальне значення, рівне N, і рівень бічних пелюсток для F = 0 не перевищуючих .

Багатофазні коди. При багатофазному кодуванні фаза несучої частоти сигналу міняється у великому діапазоні, наприклад, приймає значення 0о, 120о, 240о і т.д. Прикладом багатофазних кодів є коди Френка.

Для побудови коду Френка використовується матриця, що має загальну структуру:

(3.11)

Цю матрицю можна читати як по рядках, так і по стовпцях. Її елементи є коеффіциенти- співмножниками основного фазового кута 2pp/N, де p і N -- цілі і взаємно прості числа. Кодова послідовність утворюється шляхом розміщення рядків або стовпців послідовно один за одним. При цьому виходить послідовність, що містить N2 елементів. Наприклад, для p = 1 і N = 3 одержуємо послідовність 0, 0, 0, 0, 1, 2, 0, 2, 1.

Елементи цієї послідовності є числами по модулю N (тобто по модулю 3). Закон чергування фаз парціальних імпульсів, відповідний записаній послідовності має вигляд

fi = 0,0, 0, 0, 120, 240, 0,240, 0, 240, 120.

Автокореляційна функція даної послідовності для періодичної її структури має нульовий рівень бічних пелюсток по осі часу (F = 0). Проте характеристики багатофазних кодів швидко погіршуються за наявності доплеровського зрушення частоти (відносний рівень бічних пелюсток за певних умов може досягти 0,3...0,4).

Таким чином, це особливість багатофазних кодів в значній мірі обмежує область їх застосування ситуаціями, в яких доплеровській зрушення мале, і їм можна нехтувати.

3.5.2 Особливості побудови систем формування фазоманіпульованих сигналів

Формування широкосмугових сигналів, у тому числі і ФКМ сигналів, може бути забезпечене двома основними способами: пасивним і активним. Відповідно до цього розглядають і структури збудників.

Передаючий пристрій в РЛС із зондуючим ФКМ сигналом завжди виконується по схемі «задаючий генератор-підсилювач потужності».

Активний спосіб формування ФКМ сигналу. Реалізація активних способів формування складних сигналів можлива на базі застосування підсилювачів, автогенераторів, а також елементів тракту передачі високочастотних коливань.

Розглянемо найпоширеніший спосіб формування ФКМ сигналу в схемі з підсилювачами. Одна з можливих реалізацій цього способу показана на рис.3.27,а.

Як задаючий генератор звичайно використовується кварцовий автогенератор, як фазообертач застосовують резонансний підсилювач, що забезпечує протівофазність вхідного і вихідного сигналів. Як фазообертач можуть також використовуватися елементи хвилеводної техніки, відрізки кабелю, автотрансформатори і т.д.

Комутовані підсилювачі звичайно виконуються у вигляді пари стробованих підсилювачів із загальним навантаженням. Стробуюче підсилювачів здійснюється по черзі кодовими імпульсами, формованими генератором коду. Генератор коду запускається сигналом з виходу синхронізатора. Останній забезпечує формування синхронізуючого імпульсу, строго прив'язаного до початкової фази сигналу задаючого генератора. На рис.3.27,б показаний процес формування ФКМ сигналу.

Гідністю розглянутого способу формування ФКМ сигналу є можливість отримання високостабільної послідовності імпульсів із заданим законом маніпуляції фази, а також можливість оперативної зміни закону фазової маніпуляції шляхом перебудови генератора коду.

До недоліків даного способу слід віднести те, що фазова маніпуляція здійснюється на зниженій частоті, що вимагає застосування змішувачів, в яких неминуче виникають амплітудні і фазові спотворення.

Пасивний спосіб формування ФКМ сигналу. Основою збудника при такому способі формування є лінійний фільтр, імпульсна характеристика якого є шуканим сигналом. Нагадаємо, що під імпульсною характеристикою розуміють реакцію пристрою на дію у вигляді d-функції. Дія d-функції в енергетичному значенні означає, що коливальній системі пристрою за короткий час повідомляється велике значення енергії.

Розглянемо формування семиелементного фазоманіпульованого сигналу (рис.3.27,в).

Задача зводиться до визначення структури такого пристрою, реакцією якого на d-функцію був би шуканий ФМ сигнал. Строге рішення поставленої задачі може бути одержане на основі теорії лінійної фільтрації. Опускаючи математичні викладення, акцентуємо увагу на фізичному значенні операцій, що приводять до шуканого результату.

а)

б)

в) г)

Рис.3.27. Активний (а), (б) і пасивний спосіб (в) формування ФКМ сигналу.

Для отримання результуючого коливання, маючи в своєму розпорядженні d-функцію, необхідно, по-перше, мати пристрій, що генерує гармонійне коливання на частоті fо протягом тимчасового інтервалу, рівного тривалості парціального імпульсу tо. Таким пристроєм є смуговий фільтр з високодобротним контуром, налаштованим на частоту fо1, що має смугу пропускання П = 1/tо, який охоплений ланцюгом зворотного зв'язку з лінією затримки на tо.

По-друге, цей парціальний імпульс необхідно розмножити і розставити на осі часу так, щоб імпульси, примикаючи один до одного, утворили сигнал потрібної тривалості tи із заданим законом зміни фази, тобто tи= n·tо. Останнє можливе шляхом подачі парціального імпульсу на лінію затримки з відведеннями, виконаними через tо. Кількість відведень повинна бути рівне кількості дискретів у ФКМ сигналі. Далі кожному з парціальних імпульсів треба «нав'язати» ту початкову фазу, яка задається початковою кодовою послідовністю (рис.3.27,г). Ця операція здійснима шляхом постановки набору з n фазообертачів, підключених до відведень ЛЗ. Кожний з фазообертачів забезпечує необхідне фазове зрушення «свого» імпульсу. Для даного прикладу ці фазообертачі повинні бути взагалі відсутнім на тих виходах, де код фази рівний 0, і замінені на підсилювачіі-фазоінвертори з коефіцієнтами посилення, рівними одиниці, на тих виходах, де потрібна початкова фаза p.

І, нарешті, необхідний суматор, який, об'єднуючи парціальні імпульси із заданими початковими фазами, сформував би шуканий фазоманіпульований сигнал.

Таким чином, одержана структурна схема формувача радіосигналу, модульованого семиелементним кодом Баркера (рис.3.27,в). Після попереднього посилення одержаний радіоімпульс може використовуватися як вихідний сигнал збудника передавача.

В ув'язненні відзначимо, що використовування складних ФКМ сигналів дозволяє одержати ідеальну форму кореляційної функції з мінімальною площею еліпса невизначеності. У багатьох випадках схеми формування ФКМ сигналів виявляються простішими, ніж при використовуванні ЛЧМ сигналів. При формуванні ФКМ сигналів використовуються і цифрові методи, подібні як і при формуванні ЛЧМ сигналів.