ТОИИТ / Задания
.pdf181
Основные характеристики и параметры резонансного усилителя: 1. Колебательная (амплитудная) характеристика (рис. 10.5, а):
I1 = f (Um ) [или Uвых = F(Um ) ], при U0 = const
– зависимость амплитуды первой гармоники тока (напряжения) на выходе НЭ от амплитуды входного напряжения при постоянном смещении.
Для кусочно-линейной аппроксимации и аппроксимации степенным полиномом соответственно имеем:
I1 = SUm (θ −sin θcosθ) / π = SUmγ1(θ) I1 = b1Um + (3/ 4)b3Um3 + (5/8)b5Um5 +...
I1 |
" AB" |
Scp |
" AB" |
|
|
||
" A" |
" B" |
|
" A" |
|
|
|
" B" |
|
"C" |
|
|
|
|
|
"C" |
0 |
Um |
0 |
Um |
|
а |
|
б |
Рис. 10.5
2. |
Средняя по первой гармонике крутизна НЭ (рис. 10.5, б) |
|
|
Scp = I1 /Um . |
(10.7) |
3. |
Амплитуда выходного напряжения |
|
|
Uвых = I1Zр.э , |
(10.8) |
где |
Zр.э = Zp Ri /(Zp + Ri ) , Zp = Qρ, Ri – внутреннее |
сопротивле- |
ние НЭ. |
|
|
4. |
Коэффициент усиления |
|
|
K =Uвых /Um = I1Zр.э /Um = ScpZр.э. |
(10.9) |
5. Коэффициент гармоник (используя формулу (10.2))
182 |
ГЛАВА 10. НЕЛИНЕЙНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ СИГНАЛОВ |
|
K |
г |
= K |
н.и |
= |
I 2 |
+ I 2 |
+... + I 2 ) / I . |
(10.10) |
||
|
|
|
|
|
2 |
3 |
n |
1 |
|
||
6. Коэффициент полезного действия |
|
|
|||||||||
|
η = P~ / P0 = (I1Uвых / 2) /(I0 Eп) = 0.5χγ1(θ) / γ0 (θ) , |
(10.11) |
|||||||||
где P~ – колебательная (полезная) мощность на выходе усилителя; |
|||||||||||
P0 – |
мощность (постоянной составляющей), потребляемая от ис- |
||||||||||
точника питания; |
χ =Uвых / Eп – |
коэффициент использования на- |
|||||||||
пряжения источника питания ( χ ≤1 ). |
|
|
|||||||||
Из рис. 10.6 видно, что КПД резонансного усилителя при θ → 0 |
|||||||||||
стремится к 100 % ( χ =1 ). Однако при этом K → 0 и P~ → 0 . Для |
|||||||||||
θ = 90° (класс B), при χ =1 , |
η = 78 %. На основании (10.5) полу- |
||||||||||
чим |
I1 = SUm / 2 , |
т. |
е. |
колебательная |
характеристика |
линейна |
(рис. 10.5, а). Это важно при усилении АМК, которое будет происходить без искажения огибающей.
В случае, когда требуется получить максимум полезной мощности ( P~ ) на выходе усилителя, угол отсечки θ доводят до 120°, что
соответствует максимуму функции α1(θ) , а это при Imax = const обеспечивает I1 = max .
Тот факт, что в режимах с отсечкой при изменении Um изменяется Scp и нарушается пропорциональность между амплитудами
Um и Uвых , свидетельствует о нелинейности преобразования. Од-
нако сохранение формы колебаний на выходе по отношению ко входу позволяет говорить об устройстве как о линейной цепи и проводить расчет по первой гармонике выходного тока. Такой под-
|
г1 |
/ г0 |
ход к анализу НЦ получил |
название |
|||
2 |
квазилинейного метода. Он справедлив |
||||||
|
|
|
при высокой избирательности фильтра |
||||
|
|
|
|
||||
1 |
|
|
|
( Q >>1, 2 f0.7 << fp ). |
|
||
|
|
|
Квазилинейный метод расчета мо- |
||||
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
жет быть распространен на узкополос- |
|||
|
|
|
|
ные ( 2Δω/ ωо = 2 f / fо <<1) |
НЦ, воз- |
||
0 |
60 120 180 θ° |
||||||
буждаемые |
узкополосным |
сигналом |
|||||
|
|
Рис. 10.6 |
( 2Δω/ ω0 = 2 |
f / f0 <<1, где ω=2π f ). |
|||
|
|
|
|
183
УМНОЖЕНИЕ ЧАСТОТЫ
Эта операция аналогична резонансному усилению (рис. 10.2, а, б). Разница заключается в том, что контур ЛП настраивается на n -ю
гармонику входного сигнала ( ωp = nω0 ). При этом будут справед-
ливы основные формулы расчета нелинейного резонансного усилителя, в которых необходимо заменить напряжения, токи и параметры по первой гармонике соответствующими параметрами по n -й гармонике.
Амплитуда напряжения на выходе умножителя рассчитывается по формуле
Uвых = InZр.э = γn (θ)SUmZр.э . |
(10.12) |
Из (10.12) следует, что при Um = const , Uвых |
полностью опре- |
деляется соответствующей функцией Берга γn , которая (рис. П.3) достигает максимума при оптимальном угле отсечки
θопт =180°/ n .
Если величина импульса тока Imax на выходе нелинейного эле-
мента сохраняется постоянной, то для расчета In |
удобнее исполь- |
зовать коэффициенты αn (θ) . В этом случае |
|
θопт =120°/ n . |
(10.13) |
Коэффициент гармоник на выходе умножителя может быть рассчитан по формуле (10.10). При этом под корнем будут амплитуды всех гармоник, кроме n -й, ав знаменателе амплитуда n -й гармоники.
АМПЛИТУДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ УПРАВЛЕНИЕМ СМЕЩЕНИЯ НА НЭ
Схема модулятора приведена на рис. 10.2, а, б. На управляющий вход НЭ подается высокочастотное (ВЧ) колебание Um cos ω0t ,
смещение U0 и модулирующий сигнал uΩ =UΩ X (t) . X (t) представляет собой медленную, по сравнению с ВЧ колебанием, функцию времени (т. е. всегда выполняется неравенство Ωmax << ω0 ,
где Ωmax – наивысшая частота в спектре сигнала X (t) ). Будем да-
лее использовать в качестве простейшего модулирующего сигнала гармоническое колебание X (t) = cosΩt . Итак, на модулятор по-
дается
u = u(t) =Um cosω0t +U0 +UΩ cosΩt =Um cosω0t +U y (t) , (10.14)
184 |
ГЛАВА 10. НЕЛИНЕЙНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ СИГНАЛОВ |
где под U y (t) можно понимать медленно изменяющееся во време-
ни по закону управляющего сигнала напряжение смещения НЭ
U0 (t) , т. е. U y (t) = U0 (t) =U0 +UΩ cosΩt .
Представим оператор L (·) НП (т. е. его ВАХ) степенным полиномом
L[u] = i(u) = a |
+ a u + a |
u2 + a u3 |
+... |
(10.15) |
|
0 |
1 |
2 |
3 |
|
|
Подставим напряжение (10.14) в (10.15). Выходной ток НП будет иметь сложный спектральный состав, содержащий частоты вида (8.24), где кроме гармоник несущего и управляющего сигналов появятся комбинационные составляющие вида
ωк,m = (kω0 + mΩ); k, m = ±1, ±2, …
Резонансный контур модулятора выделит из этого спектра составляющие с частотами, близкими к его резонансной частоте
( ω0 ± mΩ ) (см. рис. 10.3).
I1(t)cos ω0t = a1Um + 2a2UmU y (t) + 3a3UmU y2 (t) + +(3/ 4)a3Um3 +... cos ω0t =
=U |
a |
+ 2a U |
+ 3a U |
2 + (3/ 2)a U 2 |
+ |
(10.16) |
|
m 1 |
2 0 |
3 0 |
3 Ω |
|
|
+(3/ 4)a3Um2 + 2(a2UΩ + 3a3U0UΩ)cos Ωt + +(3/ 2)a3UΩ2 cos 2Ωt +... cos ω0t.
Для получения неискаженной модуляции порядок комбинационных составляющих N = (| k | +| m |) должен быть не более 2. Вы-
берем на ВАХ нелинейного элемента участок, допускающий аппроксимацию не более чем квадратичным полиномом. Следова-
тельно, a3 = a4 =... = an = 0 и амплитуда первой гармоники тока
I1 |
(t) =Um (a1 + 2a2U0 |
+ 2a2UΩ cos Ωt) = |
(10.17) |
|
=UmS[1+ M I cos Ωt] =UmScp (t), |
||
|
|
где S = (a1 + 2a2U0 ) – крутизна в рабочей точке (U =U0 ); M I – глубина модуляции амплитуды тока первой гармоники
|
185 |
M I = 2a2UΩ / S . |
(10.18) |
Scp (t) = S[1+ M I cosΩt] – средняя крутизна (меняется во времени
по закону модулирующего сигнала).
Коэффициент нелинейных искажений огибающей тока первой гармоники в соответствии с (10.2)
Kн.и = I22Ω + I32Ω +... + In2Ω / IΩ . |
(10.19) |
Выходное напряжение модулятора рассчитывается по формуле |
|
Uвых(t) =Uвых[1+ MU cos(Ωt + ϕ)]cos ω0t , |
(10.20) |
где |
U |
вых |
= I Z |
р.э |
, |
M |
U |
= M |
I |
/ 1+ a2 |
, |
Z |
р.э |
= Z |
R /(Z |
p |
+ R ) , |
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
p i |
i |
Zp = ρ Q , ϕ = arctg(−a) , a ≈ 2QΩ/ ωp .
Таким образом, модулятор можно рассматривать как резонансный усилитель с управляемой крутизной. Изменение глубины мо-
дуляции напряжения MU по сравнению с глубиной модуляции тока M I , а также запаздывание огибающей Uвых(t) на угол ϕ по
сравнению с огибающей тока – это линейные искажения. Они тем меньше, чем меньше добротность Q , т. е. шире полоса пропуска-
ния контура.
На практике рабочий участок ВАХ НЭ модулятора выбирают по
статической модуляционной характеристике. Это зависимость амплитуды тока первой гармоники I1 НЭ или напряжения на вы-
ходе модулятора Uвых = I1Zр.э от напряжения смещения U0 при
подаче на вход гармонического несущего колебания с постоянной амплитудой Um (рис. 10.7)
I1 = f (U0 ) , Um = const , UΩ = 0 . |
(10.21) |
Статическую модуляционную характеристику можно получить аналитически, например, подставив UΩ = 0 в (10.16):
I =U |
a + 2a U |
+ 3a U |
2 + (3/ 4)a U |
2 +... . |
(10.22) |
|
1 |
m 1 |
2 0 |
3 0 |
3 m |
|
|
Для квадратичного участка ВАХ, когда a3 = a4 =... = an = 0 , эта характеристика линейна
I1 =Um (a1 + 2a2U0 ) |
(10.23) |
187
U0. рт = (U0.max +U0.min ) / 2 .
3. Максимальную амплитуду управляющего напряжения
UΩ.max = (U0.max −U0.min ) / 2 .
Динамическая модуляционная характеристика (рис. 10.8) – это зависимость коэффициента модуляции MI от амплитуды модули-
рующего сигнала UΩ при постоянных смещении U0 и амплитуде ВЧ колебаний Um , т. е.
M I = f (UΩ) , U0 = const , Um = const . |
(10.27) |
Эта характеристика может быть рассчитана по статической модуляционной характеристике (если для обеих взяты одинаковые Um )
или на основе формул (10.16), (10.17). По формулам определяют зависимости максимального и минимального мгновенных значений
тока первой гармоники ( I1.max , I1.min ) от амплитуды модулирующего напряжения для известных (заданных) U0 , Um . И затем
MI (UΩ) =[I1.max (UΩ) − I1.min (−UΩ)]/[I1.max (UΩ) + I1.min (−UΩ)] . (10.28)
ДЕТЕКТИРОВАНИЕ АМС С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ УПРАВЛЯЕМЫХ НЭ
Задача детектирования АМС заключается в перенесении спектра управляющего сигнала из области ВЧ в область НЧ (нелинейное преобразование) с последующим его выделением путем фильтрации ФНЧ (линейное преобразование).
Схема детектора показана на рис. 10.2, а, в. На управляющий вход НЭ подаются смещение и АМС
u = u(t) =U0 +Um (t)cosω0t . |
(10.29) |
Оператор L[u] НП в общем случае описывают выражением
(10.15). Для “слабого” сигнала, т. е. для сигнала, при котором в представлении оператора L[u] можно ограничиться второй степе-
нью полинома
L[u] = I (u) = a |
+ a u + a u2 |
, |
(10.30) |
|
0 |
1 |
2 |
|
|
спектр тока вычисляют подстановкой (10.29) в (10.30). ФНЧ выделяет из этого спектра НЧ часть. Её можно рассматривать как медленно меняющуюся (по сравнению с АМС) постоянную состав-
ляющую I0 (t) .
|
189 |
При θ = 90° (U0 =Uн ) имеем Iд.э = SUm (t) / π. |
Следовательно, |
детекторная характеристика |
|
Iд.э = SUm / π |
(10.36) |
линейна (рис. 10.9). Таким образом, при детектировании “сильного” сигнала имеет место “линейное” детектирование, т. е. детектирование без нелинейных искажений выделяемого НЧ сигнала. При этом НП работает в нелинейном режиме с отсечкой.
Напряжение на выходе детектора рассчитывается по формуле
Uвых = Iд.эZн .
В частном случае, при линейном детектировании, однотональном АМК на входе (10.35) и RC ФНЧ на выходе НП получим
|
|
|
Uвых(t) = Iд.э.мZн cos(Ωt + ϕ) , |
|
|
(10.37) |
||
где Z |
н |
= R / |
1+ (Ω/ Δω |
)2 , |
ϕ= arctg(−Ω/ Δω |
) , |
Δω |
=1/ RC , |
|
|
0.7 |
|
0.7 |
|
0.7 |
|
Iд.э.м = SUmM / π.
Из (10.37) следует, что амплитуда выходного напряжения детектора зависит от соотношения частот Ω и Δω0.7 , а фаза запаздывает на угол ϕ относительно фазы огибающей входного АМК. В
этом проявляются линейные искажения, вносимые в работу детектора линейным преобразователем (ФНЧ). Их можно уменьшить, расширив полосу пропускания ФНЧ. Однако при этом должны выполняться условия
Ω << Δω0.7 << ω0 или Tω /(2π) << RС <<TΩ /(2π) . |
(10.38) |
Эти условия позволяют сформулировать требования для выбора параметров ФНЧ ( R , C ): R должно обеспечить требуемый уровень напряжения управляющего сигнала, а C – фильтрацию ВЧ составляющих
1/(ω0C) << R <<1/(ΩC) . |
(10.39) |
Коэффициент передачи детектора для случая отсутствия влияния ЛП на работу НП при линейном детектировании
K( jω) =Uвых( jω) /Uвх( jω) = Iд.э.мZн( jω) /(MUm ) =
= (S / π)Zн(ω)exp( jϕ) . |
(10.40) |