- •Вводная лекция
- •В.1 Определение, задачи и проблемы
- •В.2 Телемеханические устройства, комплексы и системы
- •В.3 Краткая историческая справка развития телемеханики
- •Часть 1. Сообщения и сигналы
- •СОДЕРЖАНИЕ
- •ВВЕДЕНИЕ
- •1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СИГНАЛАХ
- •1.1. Основные типы сигналов
- •1.2. Периодические сигналы
- •1.4. Спектр одиночного прямоугольного импульса
- •2. МОДУЛЯЦИЯ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ
- •2.1. Амплитудная модуляция
- •2.2. Частотная модуляция (ЧМ)
- •2.3. Фазовая модуляция (ФМ)
- •2.4. Одновременная модуляция по амплитуде и по частоте
- •3. ИМПУЛЬСНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
- •3.2. Фазоимпульсная модуляция (ФИМ)
- •3.3. Широтно-импульсная модуляция (ШИМ)
- •4. МАНИПУЛИРОВАННЫЕ СИГНАЛЫ
- •4.1. Амплитудная манипуляция (АМП)
- •4.2. Фазовая манипуляция (ФМП)
- •4.3. Частотная манипуляция (ЧМП)
- •4.4. Двукратная модуляция
- •4.5. Спектры радиоимпульсов
- •5. МОДУЛЯТОРЫ И ДЕМОДУЛЯТОРЫ
- •5.1. Амплитудные модуляторы
- •5.2. Детекторы АМ-сигналов
- •5.3. Модуляторы однополосного сигнала
- •5.4. Детекторы ОАМ-сигнала
- •5.5. Частотные модуляторы
- •5.6. Детекторы ЧМ-сигналов
- •5.7. Фазовые модуляторы
- •5.8. Фазовые детекторы (ФД)
- •5.9. Амплитудно-импульсные модуляторы
- •5.11. Широтно-импульсный модулятор
- •5.12. Демодуляторы ШИМ-сигналов
- •5.13. Фазоимпульсные модуляторы
- •5.14. Детекторы ФИМ-сигналов
- •5.15. Дискретный амплитудный модулятор
- •5.17. Модуляторы ЧМП-сигналов
- •5.19. Модуляторы ФМП-сигналов
- •5.20. Детекторы ФМП-сигнала
- •ЛИТЕРАТУРА
- •Часть 2. Коды и кодирование
- •СОДЕРЖАНИЕ
- •ВВЕДЕНИЕ
- •1. КОДЫ И КОДИРОВАНИЕ
- •1.1. Основные понятия
- •1.2. Цифровые коды
- •1.3. Простые двоичные коды
- •1.4. Оптимальные коды
- •2. КОРРЕКТИРУЮЩИЕ КОДЫ
- •2.1. Основные понятия
- •2.2. Коды с обнаружением ошибок
- •2.3. Коды с обнаружением и исправлением ошибок
- •2.4. Частотные коды
- •3. ТЕХНИЧЕСКИЕ СРЕДСТВА ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ДЛЯ НЕПОМЕХОЗАЩИЩЕННЫХ КОДОВ
- •3.2. Дешифратор двоичного кода в десятичный код
- •3.3. Дешифратор двоично–десятичного кода в десятичный
- •3.4. Преобразователи двоичного кода в двоично–десятичный код и обратно
- •3.5. Преобразователь двоичного кода 8–4–2–1 в самодополняющийся двоично–десятичный код 2–4–2–1
- •3.6. Преобразователь самодополняющего двоично–десятичного кода 2–4–2–1 в двоичный код 8–4–2–1
- •3.7. Преобразователь кода Грея в двоичный код и обратно
- •3.8. Технические средства кодирования и декодирования эффективных кодов
- •3.9. Схемы равнозначности кодов
- •4.1. Кодер и декодер кода с защитой на четность
- •4.2. Кодер и декодер кода с постоянным весом
- •4.3. Кодер и декодер кода с двумя проверками на четность
- •4.4. Кодер и декодер кода с повторением
- •4.5. Кодер и декодер кода с числом единиц, кратным трем
- •4.6. Кодер и декодер инверсного кода
- •4.7. Кодер и декодер корреляционного кода
- •4.8. Кодер и декодер кода Бергера
- •4.10. Кодирующее и декодирующее устройство кода Хемминга
- •4.11. Технические средства умножения и деления многочлена на многочлен
- •4.12. Кодер и декодер циклического кода
- •4.13. Кодер и декодер итеративного кода
- •4.14. Кодер и декодер рекуррентного кода
- •5.1. Кодер и декодер кода на перестановки
- •5.2. Кодер и декодер кода на размещения
- •5.3. Кодер и декодер кода на сочетания
- •5.4. Дешифратор одночастотного кода
- •5.5. Кодер и декодер сменно–качественного кода
- •6. КОДЫ ДЛЯ ПЕРЕДАЧИ ЦИФРОВОЙ ИНФОРМАЦИИ ПО ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫМ КАНАЛАМ СВЯЗИ
- •6.1. Методы кодирования
- •6.2. Шифратор и дешифратор кода Манчестер–2
- •ЗАКЛЮЧЕНИЕ
- •ЛИТЕРАТУРА
- •Часть 3. Линии связи и помехоустойчивость информации
- •СОДЕРЖАНИЕ
- •ВВЕДЕНИЕ
- •1. ЛИНИИ И КАНАЛЫ СВЯЗИ
- •1.1. Понятие о линии и канале связи
- •1.2. Способы разделения каналов
- •1.3. Проводные линии связи
- •1.4. Использование высоковольтных линий электропередачи (ЛЭП) в качестве линий связи
- •1.6. Радиолинии
- •1.7. Оптические линии связи
- •1.9. Структура линий связи
- •1.10. Сети передачи дискретных сообщений
- •1.11. Расчет основных характеристик цифровых линий связи
- •1.12. Расчет волоконно–оптической линии связи
- •2. ПОМЕХИ И ИХ ХАРАКТЕРИСТИКИ
- •2.1. Общие сведения о помехах
- •2.2. Математическое описание помехи
- •2.3. Виды искажений
- •3. ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТЬ ПЕРЕДАЧИ ДИСКРЕТНЫХ СООБЩЕНИЙ
- •3.1. Основные понятия
- •3.2. Помехоустойчивость передачи дискретных элементарных сигналов
- •3.3. Приём с зоной стирания
- •3.4. Помехоустойчивость двоичных неизбыточных кодов
- •3.5. Помехоустойчивость кодов с обнаружением ошибок
- •3.7. Помехоустойчивость систем с дублированием сообщений
- •3.8. Помехоустойчивость систем с обратными каналами связи
- •4. ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТЬ ПЕРЕДАЧИ НЕПРЕРЫВНЫХ СООБЩЕНИЙ
- •4.1. Общие соображения
- •4.2. Помехоустойчивость непрерывных методов модуляции
- •4.3. Помехоустойчивость импульсных методов модуляции
- •4.4. Потенциальная помехоустойчивость сложных видов модуляции
- •5. МЕТОДЫ ПОВЫШЕНИЯ ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТИ
- •5.1. Методы повышения помехоустойчивости передачи дискретных сообщений
- •5.2. Методы повышения помехоустойчивости передачи непрерывных сообщений
- •ЛИТЕРАТУРА
- •ПРИЛОЖЕНИЕ
|
1 |
T |
2 |
2 |
|
|
I = |
∫ |
(−U0ωД sin(ω0t + ωд∫λ(t)dt))2 dt = |
U0 |
ωД |
. |
|
T |
|
|
||||
|
0 |
2 |
|
|||
|
|
|
|
|
|
Спектральная плотность шума на выходе приемника согласно (4.2)
|
P |
вх |
(2πf )2 |
|
P |
f 2 |
|
P0 вых = |
0 |
|
= |
0 вх |
|
. |
|
Pc (2πfД )2 |
|
|
|||||
|
|
Pc fД2 |
Тогда мощность шума на выходе приемника
|
|
P |
вх |
f 2 |
|
|
P |
вх |
F 3 |
|
P |
вх |
F |
|
|
|
0 |
|
|
|
0 |
макс |
|
0 |
макс |
||||
Pш.вых= |
∫ |
|
df |
= |
|
= |
|
. |
||||||
P f 2 |
3P f 2 |
3m2 P |
||||||||||||
|
Fмакс |
|
c |
Д |
|
|
|
|
c Д |
|
|
|
c |
После подстановки Pш.вых в выражение (4.5) получим
δ |
ср.кв |
= 1 |
|
P0 вхFмакс . |
(4.8) |
|
2m |
3 |
Pc |
|
|
|
|
|
Как видно из (4.8), ошибка при ЧМ определяется девиацией частоты, быстродействием и соотношением мощности сигнала и удельной мощности помехи. Ошибка не зависит от частоты несущей.
4.3.Помехоустойчивость импульсных методов модуляции
4.3.1Потенциальная помехоустойчивость АИМ. Для импульсных ме-
тодов модуляции приведенную среднеквадратичную ошибку будем искать в виде
|
δ |
ср.кв |
= |
P0 вх , |
|||
|
|
2 |
2I |
||||
|
|
|
|
|
|||
где |
T0 |
∂S(λ,t) |
2 |
||||
I = ∫ |
|
|
∂λ |
|
dt |
||
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(4.9)
(4.10)
Рассмотрим сигнал АИМ с прямоугольными видеоимпульсами с периодом повторения T0 и длительностью импульсов τ, равной
τ =T0 / Q , |
(4.11) |
где Q – скважность передачи по времени.
110
Рассмотрим линейную АИМ, при которой амплитуда импульса пропорциональна λ(t)
Um =U0 (1 + mλ(t)) , |
(4.12) |
где m – коэффициент глубины АИМ (m ≤1).
Сигнал на одном периоде повторения, начало которого совпадает с t=0, может быть записан в виде
|
|
S(λ,t) =U0 (1 + mλ(t))ϕ(t) , |
|||||
1 |
при |
0 < t ≤ τ, |
|
|
|
|
|
где ϕ(t) = |
при |
τ < t ≤T0. |
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
||
Для определения ошибки вычислим интеграл по (4.10) |
|||||||
|
|
T |
|
|
|
|
|
|
|
I = ∫0 U02m2ϕ2 (t)dt =U 2m2τ. |
|||||
|
|
0 |
|
|
|
|
|
Подставляя в (4.9) значение I, получим |
|
|
|
||||
|
|
δ2 |
= |
P0 вх |
= |
P0 вх . |
|
|
|
ср.кв |
|
8U 2m2τ |
|
8P m2τ |
|
|
|
|
|
0 |
|
c |
(4.13)
(4.14)
Из (4.11) следует, что ошибка обратно пропорциональна отношению сигнал/помеха. Наименьшая ошибка будет при m=1. Чем больше скважность сигнала по времени, тем больше ошибка. Это объясняется тем, что с увеличением скважности при ограниченном динамическом диапазоне уменьшается энергия одного импульса.
4.3.2. Потенциальная помехоустойчивость ФИМ. Сигнал ФИМ пред-
ставляет собой последовательность импульсов заданной формы, сдвинутых во времени относительно тактовых точек на интервалы, пропорциональные параметру λ(t). Для одного периода сигнал может быть записан в виде
|
S(λ, t) =U0ϕ(t − tз) , |
(4.15) |
|
где U0 – |
амплитуда видеоимпульса; |
|
|
ϕ – |
функция, описывающая форму импульса единичной амплитуды; |
||
t – |
текущее время, отсчитываемое от начала периода (от тактовой точки); |
||
tз – время запаздывания импульса. |
|
||
Пусть время запаздывания импульса равно |
|
||
|
tз = t0 + |
τ λ, |
(4.16) |
|
|
2 |
|
|
|
|
111 |
где t0 – среднее время запаздывания, соответствующее λ = 0; τ – диапазон изменения времени запаздывания
Введем замену переменных |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
t* = t − tз = t − t0 |
− |
|
|
τ |
λ. |
|
|
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
||
С учетом этой замены можно записать |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
∂S(λ,t) =U0 |
∂ψ |
∂t * |
= −U0 |
|
τ |
|
∂ψ |
. |
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||
∂λ |
|
|
∂t * ∂λ |
|
|
|
|
|
2 ∂t * |
|
|
|||||||||
Вычислим интеграл |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
I |
|
=U 2 |
|
|
τ 2 T0 |
∂ψ 2 |
dt . |
|
|
|||||||||||
ФИМ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||
|
0 |
|
2 |
∫ |
∂t * |
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Квадрат среднеквадратичной приведенной ошибки для ФИМ равен |
||||||||||||||||||||
δФИМ2 |
= |
|
|
|
|
|
Pош |
|
|
|
|
|
|
. |
|
(4.17) |
||||
|
|
|
|
|
2 T0 |
∂ψ 2 |
|
|
||||||||||||
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
2U0 ( |
|
τ) |
|
|
|
|
|
|
|
dt |
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
∫ |
∂t * |
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Как видно из (4.17) ошибка тем меньше, чем больше временная девиация |
||||||||||||||||||||
импульса τ и чем больше значение интеграла. Величина |
∂ψ |
характеризует |
||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
∂t * |
скорость изменения направления на фронтах импульса. Для прямоугольного импульса производная была бы бесконечно велика и ошибка при слабых помехах равна нулю, но физически ясно, так как помеха не может сместить вертикальный фронт. Однако для передачи такого импульса нужна бесконечно широкая полоса, при которой уровень помех был бы бесконечно велик и наши формулы не верны.
Рассмотрим один период сигнала ФИМ с трапецеидальным импульсом
(рис. 4.1).
S(λ, t) |
|
τu |
|
U0 |
τ3 |
τ3 +τu |
t |
|
|||
0 |
τф |
τф |
T |
Рис. 4.1. Сигнал ФИМ на одном периоде
112
Для этого импульса
|
|
|
|
|
|
t * |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
tз < t* ≤ τф |
|
|
|
|
|
|
|
|
τф |
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
τф ≤ t* < τи − τф . |
|
|||||||
|
|
ψ(t*) = |
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
− |
1 |
[t * −(τи − τф)] |
|
|
τи − τф ≤ t* < τи |
|
||||||||||||
|
|
1 |
|
|
|
||||||||||||||||
|
|
|
|
τ |
ф |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
В течение фронтов импульса |
|
∂ψ |
= |
|
1 |
, |
|
а на всей остальной части периода |
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
∂t * |
|
τф |
|
|
|
|
||||
∂ψ |
|
= 0 . Поэтому |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
∂t * |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
T0 |
|
∂ψ 2 |
|
|
|
2 |
. |
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
∫ |
|
|
|
|
|
|
dt = |
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
τф |
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
∂t * |
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
Подставляя этот результат в (4.17), получим |
|
||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
δср2 |
.кв |
|
= |
Pошτф |
|
. |
|
(4.18) |
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
4U02 τ2 |
|
|
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Как видно, ошибка не зависит от длительности импульса, а определяется
только длительностью фронта, амплитудой импульса и временной девиацией
τ.
4.3.3. Потенциальная помехоустойчивость ШИМ. Сигналы односто-
ронней и двусторонней ШИМ в одном периоде представлены на рис. 4.2 и 4.3 соответственно.
S(λ,t) |
|
S(λ,t) |
U0 |
|
U0 |
|
|
t |
0 |
τ3 |
0 |
|
T0 |
|
T0 /2 |
t |
τ3 |
τ3 |
T0 |
Рис. 4.2. Сигнал ШИМ–I |
Рис. 4.3. Сигнал ШИМ–II |
В обоих случаях смещение фронта (одного при ШИМ–I или двух в ШИМ–II) пропорционально λ. В случае ШИМ–I закон изменения времени запаздывания заднего фронта описывается тем же выражением, что и в ФИМ,
113
т.е. (4.16). Определим ошибку для ШИМ путем сопоставления ШИМ и ФИМ. При вычислении интеграла
T0 |
∂S(λ, t) |
2 |
||
I = ∫ |
|
∂λ |
|
dt |
0 |
|
|
|
для ФИМ мы видели, что длина плоской части импульса не влияет на величину I. Интеграл целиком определяется крутизной фронта импульса, его длительностью и зависимостью времени запаздывания фронта от λ. Все эти параметры для заднего фронта ШИМ–I такие же, как и для заднего фронта ФИМ. Отличие состоит в том, что при ШИМ–I имеется только один фронт, который зависит от λ, а в ФИМ положение обоих фронтов зависит от λ.
Это приведет к тому, что в ШИМ–I |
∂S(λ, t) |
≠ 0 только в течение заднего |
|
∂λ |
|||
|
|
фронта. Поэтому значение I при одинаковых параметрах сигнала и зависимости (4.16) будет при ШИМ–I в 2 раза меньше. Значит, квадрат ошибки в 2 раза
больше, а ошибка в 2 раз больше, чем ФИМ. Таким образом,
δ2 |
= |
|
Pошτф |
. |
|
(4.19) |
|
|
|
||||||
ШИМ −Ι ср.кв |
|
2U мв2 |
τ2 |
|
|||
|
|
|
|||||
В случае двусторонней модуляции ШИМ–II оба фронта смещаются про- |
|||||||
порциально λ. Поэтому |
|
|
|
|
|
|
|
δ2 |
= |
Pошτф |
. |
(4.20) |
|||
|
|||||||
ШИМ −ΙΙ ср.кв |
|
|
4U мв2 |
τ2 |
|
||
|
|
|
|
||||
Отличие от ФИМ состоит в том, что временной сдвиг |
τ для каждого из |
фронтов может изменяться от 0 до T0/2, в то время как в ФИМ – от 0 до T0.
Сравнивая (4.19) и (4.20), видим, что ошибка при ШИМ–II в 2 раз больше, чем при ШИМ–I. Полученный результат кажется сначала противоречащим здравому смыслу, так как оказывается, что смещение двух фронтов менее выгодно, чем смещение одного фронта. Дело здесь в следующем. Использова-
ние двух фронтов уменьшает ошибку в 2 раз, но при двусторонней ШИМ девиация каждого фронта уменьшается в 2 раза, что увеличивает в 2 раза ошибку. Результирующий эффект – ошибка при переходе от ШИМ–I к ШИМ–
II возрастает в 2 раз.
114