56курсы / 6 курс / 11 семестр / Техника микропроцессорных систем в электросвязи / Teach / SAD / 10func15 / 10FUNC15

Содержание

СПИСОК СОКРАЩЕНИЙ

АДИКМ адаптивная дифференциальная импульсно-кодовая модуляция

АСП аналоговая система передачи

АТМ асинхронный способ переноса (Asynchronous Transfer Mode)

АТС автоматическая телефонная станция

АЦО аналого-цифровое оборудование

АЧХ амплитудно-частотная характеристика

БК балансный контур дифференциальной системы канала

БМК базовый матричный кристалл

ВВГ вторичная временная группа, цифровой поток ИКМ-120

ВОК волоконно-оптический кабель

ВРК временное разделение каналов

ВСС взаимоувязанная сеть связи Российской Федерации

ГО генераторное оборудование

ГТС городская телефонная сеть

ДС дифференциальная система (дифсистема) канала

ИКМ импульсно-кодовая модуляция

ИМС интегральная микросхема

КИ-n n-ный канальный интервал цикла ПВГ, n=0, ... 31

МСИ межсимвольные искажения

МСЭ-Э сектор стандартизации Электросвязи

Международного Союза Электросвязи (ITU-T)

ОР определитель наличия (детектор) речевого сигнала в канале

ОС обратная связь

ОЦК основной цифровой канал (скорость передачи 64 кбит/с)

ПВГ первичная временная группа, цифровой поток ИКМ-30

ПК преобразователь кода (кодер или декодер линейного тракта)

ПСП псевдослучайная последовательность

ПЦИ плезиохронная цифровая иерархия

РЭА радиоэлектронная аппаратура

СТМ -n синхронный транспортный модуль СЦИ, n=1, 4, 16, 64

СУ согласующее устройство (в аппаратуре ИКМ-30)

СУВ сигналы управления и взаимодействия между АТС

СЦИ синхронная цифровая иерархия

ТВГ третичная временная группа, цифровой поток ИКМ-480

ТЧ тональная частота; канал ТЧ в полосе частот 0,3 ... 3,4 кГц

ФАПЧ фазовая автоподстройка частоты

ФНЧ фильтр нижних частот

ЦЛТ цифровой линейный тракт

ЦСИС цифровая сеть с интеграцией служб (ISDN)

ЦСП цифровая система передачи

ЧВГ четверичная временная группа, цифровой поток ИКМ-1920

ЧРК частотное разделение каналов

ШЦСИС широкополосная цифровая сеть с интеграцией служб (В-ISDN)

ARC-схемы на операционных усилителях (Amplifier-Resistor-Capacity)

1. ВВЕДЕНИЕ

Студенты, обучающиеся по специальности 201000 “Многоканальные телекоммуникационные системы”, на пятом курсе, в десятом семестре изучают по выбору общепрофессиональную дисциплину “Функциональные узлы цифровых систем передачи”. Предусмотрены следущие виды занятий: самостоятельная работа студентов – 71 час, лекции – 10 часов, практические занятия – 4 часа. Студенты выполняют контрольную работу и сдают зачёт.

Основная форма изучения дисциплины – это самостоятельная работа студента над рекомендованной литературой, а также над материалом настоящих методических указаний, названия разделов которых составляют перечень вопросов к зачёту. Прорабатывая материал, целесообразно составить список используемых в курсе терминов (в тексте выделены курсивом) с указанием их содержания и ссылками на учебную литературу.

В случае существенных затруднений в ходе самостоятельной работы над учебным материалом возможно обратиться за разъяснениями по электронной почте на имя составителя данных МУ по адресу: cde@mtuci.ru

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

Основная

1. Цифровые и аналоговые системы передачи: Учебник для вузов / В. И. Иванов, В. Н. Гордиенко, Г. Н. Попов и др.; Под ред. В. И. Иванова. – М.: Радио и связь, 1995.–232 с.

2. Многоканальные системы передачи: Учебник для вузов / Н.Н.Баева, В. Н. Гордиенко, С. А. Курицын и др.; Под ред. Н. Н. Баевой и В.Н.Гордиенко. – М.: Радио и связь, 1996.–560 с.

3. Чёткин С.В. Конспект лекций по курсу “Многоканальные системы передачи”. Раздел “Цифровые системы передачи” / МИС.–М., 1988.– 56 с.

Дополнительная

4. Баева Н.Н. Многоканальная связь и РРЛ: Учебник для вузов. –М.: Радио и связь, 1988.–312 с.

5. Зингеренко А.М., Баева Н.Н., Тверецкий М.С. Системы многоканальной связи: Учебник для вузов связи.–М.: Связь, 1980.–440 с.

6. Скалин Ю.В., Бернштейн А.Г., Финкевич А.Д. Цифровые системы передачи: Учебник для техникумов.–М.: Радио и связь, 1988.–272 с.

7. Аппаратура ИКМ-30 / Голубев А. Н., Иванов Ю. П., Левин Л. С. и др.; Под ред. Ю. П. Иванова и Л. С. Левина.–М.: Радио и связь,1983.–184 с.

8. Аппаратура ИКМ-120 / А. Н. Голубев, Ю. П. Иванов, Л. С. Левин и др.; Под ред. Л. С. Левина.–М.: Радио и связь,1983.–184 с.

9. Ситняковский И.В., Порохов О.Н., Нехаев А.Л. Цифровые системы передачи абонентских линий.–М.: Радио и связь, 1987.–216 с.

Список сокращений, Введение, Список литературы, Содержание 2. МЕТОДИЧЕСКИЕ УКАЗАНИЯ ПО САМОСТОЯТЕЛЬНОМУ ИЗУЧЕНИЮ ДИСЦИПЛИНЫ “ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ УЗЛЫ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ”

2.1. Системные аспекты развития ЦСП

Первая ЦСП с ИКМ появилась в США в 1962 г. и была предназначена для организации соединительных линий между АТС по симметричным парам городского телефонного кабеля. Такое решение было вынужденным, поскольку расширение телефонной канализации в условиях большого города практически невозможно, а АСП с ЧРК не обладают достаточной помехоустойчивостью для удовлетворительной работы по таким линиям. Переход к цифровой форме телефонных сигналов позволил решить и проблему электронной коммутации, исключив переходы между каналами в коммутационных приборах АТС. Сначала ГТС, а затем и междугородная и международная сети связи общего пользования перешли на единую форму передачи и коммутации телефонных сигналов – цифровую.

Цифровая форма представления сигналов универсальна: в виде двоичной последовательности может быть представлен любой сигнал. Возникла и была реализована идея цифровой сети с интеграцией служб (ЦСИС) с доведением до абонента цифрового потока со скоростью передачи 144 кбит/с. Информатизация общества привела к росту обмена, что потребовало существенного повышения скорости предоставляемого абоненту цифрового потока – перехода к широкополосной ЦСИС (ШЦСИС). Появилась и адекватная потребностям цифровой передачи сигналов направляющая система – волоконно-оптический кабель (ВОК).

До широкого распространения ВОК был создан ряд (иерархия) ЦСП с ИКМ (по принципу группообразования в АСП), предназначенных для организации линий передачи по медному кабелю между узлами коммутации сети связи. МСЭ-Э (бывший МККТТ) утвердил три различных иерархии скоростей передачи ЦСП по регионам мира. Поскольку тактовая синхронизация генераторного оборудования ЦСП не была жёсткой, цифровые иерархии получили название плезиохронных (ПЦИ), табл. 1.

Таблица 1

Ступень С к о р о с т и п е р е д а ч и и обозначения в иерархиях : иерархии европейской (в том числе российской) американской японской   0 64 кбит/с ОЦК 64 64 П 1 2,048 Мбит/с Первичная ВГ (Е1) 1544 (Т1) 1544 (J1) Ц 2 8,448 Мбит/с Вторичная ВГ (Е2) 6312 (Т2) 6312 (J2) И 3 34,368 Мбит/с Третичная ВГ (Е3) 44736 (Т3) 32064 (J3)   4 139,264 Мбит/с Четверичная ВГ (Е4) –– 97728 (J4) С SТМ-1 155,520 Мбит/с синхронный транспортный модуль первого уровня Ц SТМ-4 2,488320 Гбит/с синхронный транспортный модуль 16-го уровня И SТМ-16 9,953280 Гбит/с синхронный транспортный модуль 64-го уровня   SТМ-256 39,813120 Гбит/с синхронный транспортный модуль 256-го уровня С распространением ВОК было решено использовать его практически неограниченную пропускную способность для изменения принципов построения ЦСП.

Синхронная цифровая иерархия (СЦИ) предусматривает принудительную тактовую синхронизацию задающих генераторов станций ЦСП, что обеспечивает практическое отсутствие проскальзываний (пропусков или добавлений разрядов в цифровой поток). Объединение компонентных цифровых потоков 1...4 ступеней в агрегатный поток (мультиплексирование) производится независимо от вида ПЦИ в синхронные транспортные модули (СТМ-n), см. табл. 1. Мультиплексирование в СЦИ производится по принципу упаковки ящиков в контейнер, причём каждому компонентному потоку присваивается своя этикетка (заголовок). Это позволяет решить острую проблему вывода низкоскоростных потоков из потоков с очень высокими скоростями. Циклы компонентных потоков в СЦИ передаются в виртуальных контейнерах (пакетах с заголовками).

Распространение компьютеров привело к возникновению компьютерных сетей, предоставляющих услуги новых служб (Интернет и др.). Интеграция компьютерных сетей в сеть связи (телекоммуникационную сеть) потребовала расширения номенклатуры услуг, повышения гибкости обслуживания. Технология асинхронного способа переноса дискретной информации (Asynchronous Transfer Mode, АТМ) – разработана как универсальная для любых существующих и будущих служб (услуг) и сетей связи любого уровня. Перенос информации в АТМ происходит с помощью коротких пакетов, которые очень быстро коммутируются в рамках заранее установленных на сети виртуальных трактов и соединений в них. Установление соединений происходит с помощью развитой сети обслуживания сети связи. Цифровые линейные тракты (ЦЛТ) между узлами сети АТМ имеют стандартные скорости, обычно соответствующие СЦИ.

Таким образом, приблизительно за 40 лет существования ЦСП идеология их построения многократно пересматривалась, набор функциональных узлов изменялся. Компонентной базой первых ЦСП (например, ИКМ-30) были транзисторы, затем интегральные микросхемы (ИМС), выполненные по ТТЛ, КМДП и другим технологиям. В настоящее время функциональные узлы ЦСП выполняют на ИМС общего применения и специализированных (4/5 поколение аппаратуры), на универсальных базовых матричных кристаллах (БМК); в перспективе – на цифровых сигнальных микропроцессорах, в том числе специализированных.

Цифровой линейный тракт является самостоятельным элементом сети и может быть использован для передачи данных в рамках других технологий, например, ретрансляции кадров (Frame Relay). Такая возможность обеспечивается благодаря регламентации стыков (интерфейсов) в Рекомендациях МСЭ-Э и др. международных организаций по стандартизации. ЦЛТ по различным направляющим системам посвящены другие курсы, поэтому далее рассматривается только оборудование ЦСП оконечных станций.

2.2. Принципы проектирования функциональных узлов ЦСП

Аппаратура цифровых систем передачи относится к более широкому классу радиоэлектронной аппаратуры (РЭА), принципы проектирования которой к ней полностью применимы. Основой проектирования является системный подход, то есть учёт факторов, влияющих на прохождение системой всех этапов своего жизненного цикла. Результатом проектирования является техническое решение, обеспечивающее выполнение перечисленных в технических требованиях качественных показателей с наименьшими экономическими (капитальными и эксплуатационными) затратами. Ход процесса проектирования регламентируется нормативными документами, например, ГОСТами единой системы конструкторской документации (ЕСКД).

В настоящее время требуемые качественные показатели ЦСП подробно оговорены в Рекомендациях МСЭ-Э, действующих Нормах на каналы и тракты ВСС (включая простые и составные цифровые каналы, а также смешанные каналы, включающие как из цифровые, так и из аналоговые). Аппаратура ЦСП должна также удовлетворять многочисленным требованиям по безопасности обслуживания, электропитанию, климатическим и механическим воздействиям, электромагнитной совместимости и др.

На сети связи установлено оборудование различных производителей. Совместимость этого оборудования в рамках ВСС обеспечивается соответствием его характеристик указанным в Рекомендациях МСЭ-Э требованиям к интерфейсам (точкам стыка); способы реализации функциональных узлов между точками стыка не регламентируются и являются прерогативой разработчика.

ЦСП являются сложными системами, состоящими из большого числа элементов. При проектировании к ним применяют принцип декомпозиции, заключающийся в последовательном разделении сложной системы на менее сложные, пока компонентной системой не окажется функциональный узел, то есть стандартный элемент, методы расчёта и реализации которого хорошо разработаны.

Из множества задаваемых проектировщику ЦСП параметров качества можно выделить подмножества параметров, определяемых либо отдельными функциональными узлами, либо целым рядом узлов (интегральные показатели качества). Например, частотные характеристики каналов практически полностью совпадают с характеристиками канальных фильтров, тогда как фазовые дрожания возникают как в оборудовании объединения/разделения на станции, так и на каждом регенерационном участке линейного тракта. Возникает задача рационального распределения заданных интегральных показателей качества между источниками их возникновения таким образом, чтобы общие затраты на аппаратуру были минимальными.

2.3. Структурная схема оконечной станции ЦСП ПЦИ

Оконечная станция цифровой системы передачи плезиохронной цифровой иерархии предназначена для организации цифровых каналов и трактов различных уровней для работы по ЦЛТ либо для передачи через сети СЦИ/АТМ. Основные цифровые каналы (ОЦК) и стандартные временные группы (ПВГ ... ЧВГ, см. табл. 1) могут быть переданы на электронный узел коммутации. На аналоговые узлы коммутации передают каналы ТЧ, образованные на базе ОЦК. Временные группы могут быть использованы для передачи различных видов информации, в том числе стандартных групп АСП с ЧРК через аналого-цифровое оборудование (АЦО-ЧД).

Как правило, в состав оконечной станции ПЦИ входит АЦО для организации каналов ТЧ по ПВГ [1, рис. 5.31; 2, рис. 8.1]. Затем может следовать оборудование временного группообразования ВВГ, ТВГ, ЧВГ – в зависимости от вида ЦЛТ [1, рис. 5.46, 5.49; 2, рис. 9.2]. Линейное оборудование обеспечивает электрическое согласование, дистанционное питание регенераторов при металлическом кабеле, контроль состояния линейного тракта.

Работа элементов оконечной станции происходит под управлением колебаний, подаваемых от генераторного оборудования (ГО). На станциях ПЦИ имеется два комплекта ГО, рассчитанных на одинаковые номинальные частоты управляющих колебаний. Это связано с тем, что выделяемое из цифрового сигнала на приёме колебание тактовой синхронизации имеет несколько изменяющуюся частоту (явление фазовых дрожаний), что исключает использование одного комплекта ГО для направлений передачи и приёма [2, с. 388]. Величина фазовых дрожаний является одним из интегральных показателей качества ЦЛТ.

Сопряжение цифрового сигнала с конкретной направляющей системой (металлический или оптоволоконный кабель, цифровая радиорелейная или спутниковая линия) выполняет преобразователь кода (ПК), вводящий в передаваемый цифровой поток такие корреляционные связи между символами разрядов, чтобы спектральные и амплитудные характеристики сигнала в кабельной или радиорелейной линии наилучшим образом соответствовали её частотным и шумовым характеристикам. Обычно ПК вводит также некоторую избыточность в цифровой сигнал, что позволяет контролировать состояние оборудования линейного тракта.

Улучшить статистические свойства цифрового сигнала в линии позволяет включение системы скремблер/дескремблер, приводящее к более случайному характеру появления символов “0” и “1” (рандомизация цифрового сигнала). В радиорелейных и спутниковых линиях рандомизация служит целям электромагнитной совместимости: позволяет более равномерно распределить мощность передатчика по выделенной полосе частот. В кабельных линиях связи скремблирование цифрового потока снижает вероятность следования длинных серий нулей, улучшая условия тактовой синхронизации и снижая величину фазовых дрожаний.

Стоимость оконечной станции ЦСП значительно ниже стоимости ЦЛТ, поэтому в её состав целесообразно включать аппаратуру, повышающую эффективность его использования. В частности, применяются кодеки адаптивной дифференциальной ИКМ (АДИКМ-32), позволяющие за счёт более эффективного кодирования передавать в ПВГ групповой сигнал 60 телефонных каналов вместо 30.

Оборудование статистического уплотнения решает ту же задачу за счёт использования пауз в речевом сигнале. Поскольку телефонные абоненты говорят, в основном, по очереди, то более 50% времени каждое из направлений передачи телефонного канала свободно, что позволяет в ПВГ организовать около 60 телефонных каналов.

Оба упомянутых типа оборудования для повышения эффективности линий вносят специфические искажения и рассчитаны на телефонный сигнал; при использовании части каналов для передачи нетелефонной информации (факсимильной, передача данных и т.п.) эти искажения возрастают.

Обработка сигналов с целью удаления избыточности (сжатие сигналов) в реальном масштабе времени, например, в системах подвижной связи, сопряжена с введением задержки (до 400 мс по Рек. G.114), что эквивалентно возрастанию времени прохождения сигнала. Повышенным (до 1/3 с) временем прохождения сигнала обладают также спутниковые линии связи. При задержке сигнала более 50 мс для защиты телефонных абонентов от мешающего воздействия электрического эха на ВСС должны включаться устройства для эхоподавления (эхозаградители, эхокомпенсаторы). Современные цифровые эхоподавители являются групповыми и включаются в четырёхпроводную часть соединения на уровне ПВГ.

2.4. Функциональная схема аналого-цифрового оборудования [1, 5.5; 2, 8.1]

Наибольший объём оборудования ЦСП современных оконечных сетевых станций приходится на АЦО [1, рис. 5.31; 2, рис. 8.1], поскольку практически отсутствует оконечная аппаратура для использования абонентами ОЦК или потоков узкополосной ЦСИС.

Подключение абонента к ЦСП происходит через ГТС по двухпроводной линии (провода а и в). Переход к четырёхпроводной схеме осуществляется с помощью дифференциальной системы (ДС) телефонного канала, состоящей из вычитающего устройства и балансного контура (БК). БК должен иметь сопротивление, близкое к входному сопротивлению подключённой к ДС физической линии; последнее зависит от типа кабеля и длины линии, а также от её нагрузки, то есть от входного сопротивления терминала (обычно – телефонного аппарата). Ввиду неопределённости входного сопротивления коммутируемой линии БК ДС выполняют таким образом, чтобы его сопротивление было согласовано во всей полосе частот канала ТЧ в большинстве случаев. Такая универсальность приводит к низкому в среднем затуханию перехода сигнала из направления приёма через ДС в направление передачи, из-за чего в канале возможны генерация, линейные искажения от обратной связи и, в каналах с повышенным временем прохождения сигнала, возникновение мешающего воздействия электрического эха.

Отметим, что ДС АЦО электронных АТС подключены к абонентским линиям без коммутации, что в принципе позволяет улучшить их балансировку и уменьшить отрицательные последствия перечисленных явлений.

К ЦСП соединительных линий ГТС от АТС по отдельным проводам (c и d) поступают сигналы управления и взаимодействия (СУВ), передаваемые постоянным током (канал ТЧ постоянный ток не пропускает). Стык этих сигналов с оборудованием ЦСП обеспечивается согласующим устройством (СУ); поскольку имеется большое количество типов АТС, то СУ должно быть универсальным, что требует больших аппаратурных затрат. В стойке аналого-цифрового оборудования (САЦО) аппаратуры ИКМ-30 СУ занимают столько же места, сколько все остальные элементы станции, вместе взятые! В СУ для каждого из каналов формируются СУВ, для которых выделяются позиции в КИ-16 цикла ПВГ.

Аналого-цифровое оборудование аппаратуры ИКМ-30-4 (САЦК) может использоваться для междугородной связи, где СУВ передаются тональными сигналами непосредственно по каналу ТЧ. Поэтому в САЦК КИ-16 используется для организации ОЦК (в ПВГ входит 31 ОЦК).

Усилители, расположенные между ДС канала и фильтрами нижних частот направлений передачи и приёма, предназначены для согласования этих элементов по сопротивлению и уровню сигнала, то есть являются буферными.

В направлении передачи установлен амплитудный ограничитель, предотвращающий перегрузку импульсными помехами, например, от декадно-шаговых АТС, узлов направления передачи. Снижая напряжение помехи, ограничитель амплитуд уменьшает её мощность и, следовательно, заметность для абонента.

Фильтр нижних частот (ФНЧ) направления передачи предназначен для ограничения полосы частот передаваемого телефонного сигнала. В случае его отсутствия внеполосные спектральные составляющие сигнала, то есть находящиеся выше полосы частот канала ТЧ 0,3...3,4 кГц, могли бы в результате дискретизации попасть на приёме в полосу ФНЧ приёма. Например, составляющая с частотой 5 кГц в результате перемножения с частотой дискретизации 8 кГц создаст боковые частоты 8+5=13 кГц и 8–5= 3 кГц; последняя не присутствовала на этой частоте в передаваемом сигнале, то есть представляет собой искажения дискретизации. Отметим, что эти искажения совпадают с сигналом по времени, и им маскируются. Поэтому ФНЧ направления передачи может иметь значительно меньшее затухание в полосе непропускания, чем полосовой канальный фильтр АСП.

В соответствии с теоремой В.А.Котельникова, ФНЧ направления приёма должен иметь импульсную характеристику, обеспечивающую достаточно точное восстановление дискретизированного сигнала по его отсчётам. Таким образом, к ФНЧ передачи и ФНЧ приёма предъявляются, вообще говоря, различные требования. Однако, с целью повышения коэффициента унификации оборудования, оба ФНЧ выполняют одинаковыми. В аппаратуре ИКМ-30 это – RLC-фильтры Золотарёва 5-го порядка, имеющие затухание на частоте 4,6 кГц около 30 дБ. В аппаратуре ИКМ-30-4 ФНЧ выполнены в виде специализированной КМДП-БИС.

Амплитудно-импульсный модулятор в направлении передачи и временной селектор в направлении приёма реализуют в виде электронных ключей. Основным требованием к ним является чрезвычайно высокая степень подавления управляющего колебания с частотой дискретизации, поскольку его остаток на передаче является “пьедесталом” для отсчёта сигнала и фактически смещает ноль на квантующей характеристике кодера. Также сложно обеспечить гальваническую развязку сигнала и управляющего ключом колебания.

Высокие требования в направлении передачи предъявляются и к преобразователю АИМ-I в АИМ-II: он является элементом группового АИМ-тракта, где возможны внятные переходы между каналами, занимающими соседние канальные интервалы. Важнейшей его характеристикой является полоса пропускания. Отметим, что амплитудно-импульсный модулятор вместе с преобразователем АИМ-I/АИМ-II входит в состав любого аналого-цифрового преобразователя и называется устройством выборки и хранения (sample and hold – англ.)

Наиболее точным и дорогим устройством из всех элементов оконечной станции ЦСП является кодер, обеспечивающий переход к цифровой форме представления сигнала. Согласно Рек. G.711 и G.712 МСЭ-Э, регламентирующим характеристики кодека ИКМ-64, отношение максимального напряжения к минимальному шагу квантования при А-законе компандирования составляет 4096 раз! Поэтому в аппаратуре ИКМ-30 транзисторный кодер взвешивающего типа из экономических соображений выполнен групповым на 30 каналов. Формирователь эталонных напряжений реализован по гибридной технологии с ключами, выполненными на бескорпусных диодах и транзисторах; графитовые сопротивления матрицы R-2R подгоняли на заводе вручную с помощью алмазного резца, позднее – лазера.

В аппаратуре ИКМ-30-4 кодер выполнен в виде одного корпуса ИМС, что позволило, с целью снижения переходных помех между каналами, установить два кодера: отдельно для чётных и нечетных каналов.

Декодер в направлении приёма содержит, в основном, элементы цепи обратной связи кодера.

В устройстве объединения сигналов в направлении передачи формируется полный цикл ПВГ; КИ-0 заполняется сигналами: передачи дискретной информации (Р0), цикловым синхросигналом (Р1...Р7 в чётных циклах), служебной информацией и балластными разрядами (в нечётных циклах); КИ-16 заполняется сверхцикловым синхросигналом и СУВ.

В направлении приёма осуществляется цикловая синхронизация ГО приёма. ЦСП ПЦИ характеризуются довольно высокой вероятностью появления проскальзывания, когда число разрядов в цикле изменяется на единицу и станция выходит из циклового синхронизма. Если время установления цикловой синхронизации превышает время срабатывания механических реле на коммутационных станциях (» 10 мс), то происходит распадение всех установленных в каналах ПВГ соединений.

На выходе устройства объединения направления передачи сформированная ПВГ может быть пропущена через стойку цифровых эхоподавителей, использована для цифрового объединения с другой ПВГ в оборудовании АДИКМ-32 или статистического уплотнения (при телефонной загрузке), может быть направлена для объединения с тремя другими ПВГ при образовании ВВГ или в оборудование линейного тракта. В последнем случае цифровой поток может быть пропущен через скремблер и должен пройти преобразователь кода, соответствующий используемой в ЦЛТ направляющей системе.

Устройства согласования скоростей применяются в оборудовании временного группообразования при объединении в общем случае асинхронных компонентных потоков в один агрегатный поток. Важно, что при этом в тактовую частоту ЦСП ПЦИ вносятся фазовые дрожания (вставка и изъятие позиций в цикле агрегатного потока для передачи служебных сигналов).

В направлении приёма производятся обратные операции, в том числе обратное преобразование сигнала из кода в линии в однополярный код и дескремблирование. В обоих случаях одиночные сбои в линии могут привести к размножению ошибок: попадая в цепи обратной связи таких устройств с выхода на вход, одиночная ошибка способна вызвать множественные ошибки.

Физический стык с линией в обоих направлениях осуществляют станционные регенераторы: на передаче цифровой сигнал согласуется с линией по уровню напряжения и сопротивлению, его форма приводится в соответствие с шаблоном (маской) Рек. G.703. На приёме регенератор, по существу, преобразует приходящий из линии аналоговый сигнал в логические символы разрядов, восстанавливая форму, амплитуду и временные соотношения в потоке импульсов.

Последнее особенно важно для цифровых сетей связи, в которых к одному узлу электронной коммутации подходят несколько ЦЛТ, причём тактовая частота каждого из них флуктуирует из-за фазовых дрожаний. Очевидно, что коммутация должна осуществляться над практически синхронными цифровыми потоками. Подавить фазовые дрожания позволяют устройства эластичной памяти и активные фильтры на принципе фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ).

2.5. Дифференциальная система телефонного канала [1, 1.3; 2, 1.5; 4, 3.2]

Дифференциальная система (ДС) представляет собой частный случай развязывающего устройства (РУ), назначение которого заключается в объединении/разделении трёх направлений передачи, причём между двумя из этих направлений должна быть обеспечена развязка, то есть практическое отсутствие перехода мощности сигнала, рис. 1а.

Одновременно ДС служит интерфейсом системы передачи информации с физической линией телефон-

ной сети общего пользования, что приводит к не- обходимости выполнения требований на соответствующий стык :

входное сопротивление ДС должно быть

в пределах 600 Ом ± 10%;

номинальный уровень измерительного сигнала

в линии –3,5 дБм.

ДС как элемент телефонного канала представлена на рис. 1б.

Рис. 1 Телефонный канал состоит из двух противонаправленных каналов тональной частоты (каналов ТЧ) и двух абонентских окончаний, основным элементом которых является ДС. Поскольку каждый канал ТЧ вносит усиление, номинальное значение которого составляет 17 дБ, в телефонном канале как в замкнутой системе возможно возникновение генерации. Наличие паразитной обратной связи (ОС) даже при отсутствии генерации приводит к возрастанию усиления на тех частотах, где имеет место положительная ОС, и к снижению на тех, где она отрицательна. Возникающие искажения от обратной связи приводят к неравномерности амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) телефонного канала. Для того чтобы искажения от ОС не превышали ± 0,6 дБ, а вероятность самовозбуждения была бы исчезающе мала, несмотря на возможные колебания усиления кана-лов ТЧ, запас устойчивости (затухание по петле ОС) должен составлять не менее Х ³ 24 дБ [4, с. 78].

Запас устойчивости Х для случая нулевого остаточного усиления телефонного канала без нагрузок равен сумме балансных затуханий Aе входящих в его состав дифференциальных систем:

Х= Aе1 + Aе2 . (1)

Действие ДС телефонного канала основано на принципе моста, в диагонали которого включают развязываемые направления, а в одно из плеч – двухпроводную абонентскую линию. Два примыкающих плеча при этом выполняют в виде резисторов, а противоположное – в виде балансного контура, имеющего полное входное сопротивление, по возможности близкое к полному входному сопротивлению физической линии в полосе частот канала ТЧ (0,3 ... 3,4 кГц).

Такие резисторные ДС, рис. 2а, используются в аппаратуре ИКМ-30-4 в силу дешевизны, однако они не обеспечивают гальванической развязки между направлениями.

Рис. 2 В трансформаторных ДС, используемых, например, в аппаратуре ИКМ-30, возможна гальваническая развязка между всеми направлениями при применении двух трансформаторов, рис.2б. Однако, трансформаторы дороги в производстве, вносят дополнительные частотные и нелинейные искажения, их надёжность ниже, чем у резисторов.

Произведём расчёт трансформаторного вычитающего устройства.

Расчёт коэффициента трансформации n в схеме рис. 2б производят из соображений согласования с нагрузками: ДС является уравновешенной, если её входные сопротивления со всех сторон равны характеристическим [4, с. 72]. В силу симметрии схемы рис. 2б требуется только показать, что входные сопротивления со сторон 1-1 и 3-3 равны нагрузочным R1=R2=R3=R4=600 Ом.

Со стороны зажимов 1-1 входное сопротивление равно сумме пересчитанных через коэффициент трансформации n сопротивлений нагрузок R2 и R3 :

R1 = n2R2 + n2R3 = n2 (R2+ R3), (2)

откуда

n2 = R1 / (R2+ R3) = R1 / (2× R1) = 0,5 . (3)

Со стороны зажимов 3-3 входное сопротивление является параллель-ным соединением R1 и R4 , пересчитанным через коэффициент трансформа-ции n :

(4) откуда

n2 = R1 / 2× R2 = R1 / (2× R1) = 0,5 . (5)

В рассматриваемом случае корни уравнений (2) и (4) равны, и значение коэффициента трансформации составляет

n2 = 1 / Ö ` 2 = 0,707 . (6)

Оценим необходимые значения индуктивностей: первичной обмотки L1 и рассеяния Ls для вносимых трансформатором на крайних частотах канала ТЧ амплитудно-частотных искажений D S=0,6 дБ:

L1 ³ Rэкв.н / 2p fнКн = 360 / (2p × 300× 0,385) = 0,496 Гн ; (7а)

Ls £ Rэкв.в × Кв/ 2p fв = 1500× 0,385 / (2p × 3400) = 27 мГн , (7б)

где Rэкв.н = Rг× R’н / (Rг + R’н) = 600× 900 / (600+900) = 360 Ом;

Rэкв.в = Rг + R’н = 600+900 = 1500 Ом; Rг = R2 = 600 Ом;

R’н = (600+ n2600) / n2 = 900 Ом; fн = 300 Гц; fв = 3400 Гц;

Кн = Кв = Ö ` (М2–1) = Ö ` (1,072–1) = 0.385;

М = 10D S/20 = 100,6/20 =1,07.

Отношение рассчитанных индуктивностей L1 / Ls = 18 ед. показывает, что трансформатор может быть реализован, например, на пермаллоевом сердечнике. Значительная индуктивность первичной обмотки требует большого количества витков, что при небольших габаритах сердечника означает применение тонкого провода и его существенное по сравнению с 600 Омами нагрузок активное сопротивление. Поэтому несколько уменьшают коэффициент трансформации n, что приводит к некоторому повышению сопротивления ДС в точках подключения к аппаратуре (Rвых на рис. 1б).

При поступлении сигнала со стороны зажимов 1-1 (из линии) в сбалансированной ДС противоположные им зажимы 4-4 оказываются эквипотенциальными, рис. 2б. Это означает, что мощность сигнала в R4 не поступает, а делится между R2 и R3 , причём в симметричной ДС – поровну. Таким образом, затухание в направлениях пропускания в идеале составляет А1-2 = А1-3 = 10lg2 = 3 дБ, а с учётом потерь в трансформаторах, 3,5 дБ.

Из симметрии схемы рис. 2б следует, что для баланса ДС необходимо равенство полных входных сопротивлений БК ZБК и физической линии ZЛ в полосе частот канала ТЧ. На коммутируемой телефонной сети применяются различные физические линии: воздушные или медного симметричного кабеля с различными диаметрами пар, имеющие различное волновое сопротивление. При большом затухании линии её нагрузка на входное сопротивление практически не влияет, и оно равно волновому. При небольших затуханиях линии нагрузка, то есть полное входное сопротивление терминала, например, телефонного аппарата, оказывает существенное влияние, а при малых затуханиях – определяющее влияние.

Поэтому стратегия синтеза БК для ТфОП заключается в выборе такой схемы и величин её параметров, чтобы переходное затухание было приблизительно одинаковым во всей полосе частот канала ТЧ при любом сочетании типа и длины физической линии и её нагрузки.

С достаточной степенью точности переходное затухание симметричной трансформаторной ДС может быть выражено формулой:

A3-4 = A4-3 = Aе +7 , дБ, (8)

где дБ, – балансное затухание ДС. (9) В ряде стран, в том числе в России, в качестве БК используется последовательное соединение резистора 600 Ом и конденсатора 1,0 мкФ, что даёт средние значения балансного затухания Aе ³ 5 дБ и запаса устой-чивости Х ³ 10 дБ. Среднее значение искажений от ОС не более ± 0,6 дБ, то есть Х ³ 24 дБ, получают, вводя остаточное затухание телефонного канала ar , равное 7 дБ:

Х = 2 Aе + 2 ar ³ 2× 5+2× 7 = 24 дБ . (10)

В каналах ТЧ, организованных по ЦСП, остаточное затухание весьма стабильно, а генерация в телефонном канале не приводит к переходам между каналами. Поэтому в аппаратуре предусмотрена возможность снижения ar до 3,5 дБ или 1,8 дБ.

2.6. Усилители

2.6.1. Интегральные микросхемы операционных усилителей [4, 2.16]

Усилители в АЦО служат для согласования двухпроводного окончания с направлениями передачи по уровням мощности и сопротивления низкочастотного сигнала. Стабильность остаточного затухания канала ТЧ ЦСП определяется аналоговой частью станционного оборудования, то есть во многом стабильностью усилителей; применяют операционные усилители.

Операционный усилитель – это транзисторный многокаскадный усилитель постоянного тока, выполненный в виде ИМС, что обуславливает его схемотехнические особенности. Структурная схема операционного усилителя, рис. 3, содержит дифференциальный входной каскад, кас-

Рис. 3 кады усиления и выходной каскад, обеспечивающий заданную мощность сигнала в нагрузке.

Дифференциальный входной каскад представляет собой мостовую схему с двумя входами, причём на его выход сигнал с одного входа (прямого) подаётся без изменения фазы, а с другого входа (инверсного) – в противофазе. Стабильность рабочей точки входного каскада обеспечивается за счёт глубокой местной отрицательной ОС, создаваемой в эмиттерной цепи, поэтому входное сопротивление входов операционного усилителя – очень высокое.

Основное усиление Кб/ос = U2 / U3 вносят промежуточные каскады.

Выходной каскад операционного усилителя – бестрансформаторный, выполненный на паре комплементарных (с дополняющими друг друга характеристиками) транзисторов [4, рис. 2.43], образующих относительно разнополярных источников питания мост.

Двухполярное электропитание обеспечивает равенство потенциалов обоих входов и выхода потенциалу корпуса, поэтому операционный усилитель обычно не нуждается в цепях разделения по постоянному току.

Операционные усилители всегда охватывают глубокой параллельной по выходу общей отрицательной ОС, соединяя выход с инверсным входом. Благодаря этому резко улучшаются их стабильность, частотные и другие характеристики, снижается до десятков ом выходное сопротивление. На практике входное сопротивление операционного усилителя можно считать бесконечным, а выходное – нулевым.

Операционные усилители, выполненные с выходным каскадом, работающим в режимах высокого либо низкого потенциала сигнала, называются компараторами; они реализуют функцию определения знака разности потенциалов сигналов, поданных на прямой и инверсный входы. На входах компараторов имеют место аналоговые сигналы, а на выходах – логические (“0” или “1”). Применяют компараторы в кодерах ЦСП.

2.6.2. Неинвертирующий операционный усилитель [4, 2.17]

Схема операционного усилителя, не инвертирующего сигнал, приведена на рис. 4а. В цепи ОС включён делитель напряжения с коэффициентом передачи b = Z1 / (Z1 + Z2) . Получим выражение для коэффициента усиления неинвертирующего усилителя.

Коэффициент усиления Кос усилителя, охвачен-ного ОС, по определению равен отношению напряжений сигналов на его выходе и входе; используя определение усиления без ОС Кб/ос = U2 / U3 , запишем

(11)

Пусть коэффициент передачи дифференциального каскада равен единице. Тогда напряжение сигнала U3 , см. рис. 3, равно сумме входного сигнала U1 с тем же U3 , прошедшим по петле ОС:

U3 = U1 ± U– = U1 ± U3 × Кб/ос× b . (12)

Решим (12) относительно U3 / U1 :

(13)

и подставим в (11)

. (14)

Рис. 4 Из (14) следует, что при Кб/ос× b >>1 усиление неинвертирующего операционного усилителя Кос определяется только отношением значений внешних по отношению к нему сопротивлений Z1 и Z2

(15)

что и обеспечивает стабильность усиления.

Возможность “разменять” в системах с глубокой ОС усиление на улучшение других характеристик называют принципом параметрической избыточности.

2.6.3. Инвертирующий операционный усилитель [4, 2.17]

Часто входной сигнал подают на инверсный вход операционного усилителя, как показано на рис. 4б. Прямой вход соединяют с корпусом через сопротивление Z1 для сохранения баланса во входном каскаде.

Для расчёта усиления воспользуемся методом эквивалентного генератора. Преобразуем схему рис. 4б к схеме системы с ОС рис. 4в.

В этой схеме источник Э.Д.С. создаёт эквивалентное напряжение на инверсном входе Uвх.ОУ в результате деления Е на делителе Z2 и Z1 :

Uвх.ОУ = Е× Z2 / (Z2 + Z1). (16)

Коэффициент усиления системы с ОС, согласно (14) равен 1/b , поэтому выходное напряжение составит

U2 = Uвх.ОУ /b = Е× [ Z2 / (Z2 + Z1)] × [(Z2 + Z1) / Z1] = Е× Z2 / Z1 . (17)

Итак, коэффициент усиления инвертирующего усилителя

(18)

также определяется отношением двух сопротивлений и практически не зависит от усиления схемы операционного усилителя без ОС.

2.7. Фильтр нижних частот

2.7.1. Пассивный фильтр нижних частот

Частотные характеристики канала ТЧ ЦСП практически полностью определяются ФНЧ передачи и приёма индивидуального оборудования оконечной станции. Рекомендованный МСЭ-Э шаблон АЧХ ФНЧ канала ТЧ ЦСП с ИКМ приведён на рис. 5.

Пассивные фильтры, содержащие резисторы R, катушки индуктивности L и конденсаторы ёмкости С (RLC-фильтры), являются традиционными функциональными

Рис. 5 узлами аппаратуры связи, технология их проектирования хорошо разработана.

ФНЧ очищает, пропускает нижние частоты сигнала. При проектиро-вании задают полосы пропускания (0...f1) и задерживания (fs...¥ ) и соответ-ствующие им максимальные (D а) и минимальные (As) затухания АЧХ. Из шаблона рис. 5 следует: f1 =3,4 кГц ; D а=1 дБ; fs=4,6 кГц; As=28 дБ.

АЧХ аппроксимируют с применением функции фильтрации j :

а(w ) = 10lg[1+e 2× j 2(iw )] , (19)

где e 2 =10D а/10 –1 – коэффициент неравномерности в полосе пропускания.

Выбор функции фильтрации j определяется назначением ФНЧ:

полином Баттерворта Вn = W n даёт фильтр с наилучшими переходной и фазо-частотной характеристиками; вносимые фильтром в сигнал частотные искажения легко корректируются;

полином Чебышева Tn(W ) = cos(n× arccosW ) обеспечивает в полосе пропускания равноволновое приближение и максимально возможную при данном числе реактивных элементов в схеме n крутизну нарастания затухания в переходной полосе f1 ... fs ; эта аппроксимация оптимальна по критерию среднего квадрата отклонения от АЧХ идеального фильтра;

дробь Чебышева Fn(W ) позволяет, кроме того, получить волнообразное приближение и в полосе задерживания, регулируя максимумы затухания;

дробь Золотарёва R n(W ) является частным случаем дроби Чебышева с равноволновым затуханием в полосах задерживания и пропускания.

В теории электрических цепей рассматриваются технологии получения из (19) коэффициентов дробно-рациональной передаточной функции Н(р) .

Реализация фильтра в виде LC-схемы может быть произведена в виде последовательного или параллельного соединения элементарных звеньев 2-го и 1-го порядка при представлении Н(р) соответственно произведением сомножителей или суммой слагаемых. Наименее критичны к точности изготовления элементов лестничные схемы, соответствующие разложению Н(р) в цепную дробь.

Электрические LC-цепи обладают свойством дуальности, то есть их характеристики не изменяются при замене по определённым правилам всех элементов L на С и наоборот. Поскольку конденсаторы значительно технологичнее в изготовлении, чем катушки индуктивности, выбирают схемы с минимальным числом индуктивностей.

При аналоговой (в виде RLC-схемы) реализации важно согласование ФНЧ с нагрузкой (с одной или обеих сторон). Коэффициент отражения r связан с величиной D а соотношением: D а = –10lg(1–r 2) или r 2 = e 2 /(1+e 2) .

Принципиальные схемы ФНЧ передачи и приёма в аппаратуре ИКМ-30 приведены в [6, рис. 2.3; 2.4]. Это – LC-фильтры Золотарёва 5-го порядка с параметрами f1 =3,48 кГц ; D а=0,5 дБ; fs=4,6 кГц; As=30 дБ, нагруженные с обеих сторон на одинаковые нагрузки 6 кОм с коэффициентами отражения r =0,33. Форма АЧХ такого ФНЧ, его принципиальная схема и подробности расчёта приведены в задачнике по теории линейных электрических цепей, авторы проф. Шебес М. Р. и доц. Каблукова М. В., М.: Высшая школа, 1990.– сс. 425-427.

Отметим, что методики расчётов LC-фильтров часто используются и для расчётов активных, дискретных и цифровых фильтров.

2.7.2. Активный фильтр нижних частот

Высокое качество современных операционных усилителей привело к широкому распространению активных ARC-схем (Amplifier-Resistor-Capacity) фильтров, не содержащих катушек индуктивности. Схема ARC-звена ФНЧ второго порядка на неинвертирующем усилителе с коэффициентом усиления К приведена на рис. 6а. Положительная ОС позволяет получить полюс усиления. Проанализируем эту схему методом эквивалентного генератора, см. разд. 2.6.3.

а) б)

Рис. 6

На рис. 6б показано структурное преобразование схемы рис. 6а к виду системы с обратной связью. В соответствии с теоремой об эквивалентном генераторе, её передаточная функция может быть найдена как произведение двух коэффициентов передачи:

(20) где

– коэффициент передачи от источника

сигнала ко входу операционного

усилителя, схема рис. 7а;

– коэффициент усиления усилителя с

положительной обратной связью;

– коэффициент передачи цепи

обратной связи, схема рис. 7б.

а) б)

Рис. 7

В предположении идеальности источника сигнала (внутреннее сопротивление равно нулю) и операционного усилителя (входное сопротивление бесконечно, выходное равно нулю) коэффициенты передачи Hвх(p) и b (p) рассчитывают как коэффициенты деления напряжений

(21) где t 1 =R1 C1 ; t 12 =R1 C2 ; t 2 =R2 C2 – постоянные времени схемы.

Обозначив Aвх(p)=AПОС(p)=A(p) и подставляя (21) в (20), получим окончательно

(22)

2.7.3. Фильтр нижних частот на коммутируемых конденсаторах

Развитие электроники позволило выполнить в аппаратуре ИКМ-30-4 канальные ФНЧ в виде интегральных микросхем, что потребовало разработки принципиально нового подхода к проектированию фильтров.

Задача проектирования фильтра на полупроводниковом кристалле сводится к выбору технического решения, обеспечивающего реализацию его заданной передаточной функции K(р) без катушек индуктивности. Активные ARC-схемы на операционных усилителях чувствительны к точности резисторов, которые обладают также заметной температурной нестабильностью. В соответствии с принципом взаимного согласования цепей, то есть использования возможности формирования элементов интегральных микросхем с практически одинаковыми параметрами, в интегральных ФНЧ используются цепи на коммутируемых конденсаторах.

Рис. 8

В схеме рис. 8а ключ S переключает конденсатор Сд со входа на выход с частотой дискретизации fд , много большей верхней частоты сигнала fв . При низком сопротивлении источника сигнала и высоком сопротивлении нагрузки Rн средний ток ` i через цепь будет пропорционален ёмкости конденсатора Сд , разности напряжений на входе U1 и выходе U2 схемы и частоте дискретизации fд :

` i = Сд (U2 – U1) fд . (23)

Согласно закону Ома, схема представляет собой активное сопротивление, равное отношению падения напряжения к среднему току:

(24) Частотные свойства линейных электрических цепей определяются их постоянными времени t , равными в RC-схемах t = RC . Для схемы на переключаемых конденсаторах:

(25) то есть стабильность частотных свойств обеспечивается тем, что постоянная времени является отношением ёмкостей двух расположенных рядом конденсаторов, температурный коэффициент ёмкости которых одинаков (принцип взаимного согласования цепей).

На рис. 8б показана реализация схемы рис. 8а, где f 1 и f 2 – сдвинутые во времени импульсные последовательности управления ключами.

Вначале по известным методикам проектируют аналоговый ФНЧ-

прототип лестничного типа как имеющий наименьшую чувствительность АЧХ к отклонению RLC-параметров. Затем переходят к ARC-цепям, применяя в качестве интеграторов схемы рис. 9.

Приведём пример реализации

Рис. 9 типового RLC-звена 2-го порядка со схемой рис. 10 и передаточной функцией

Рис. 10

(26)  

Преобразуем передаточную функцию (26) таким образом, чтобы использовались только интеграторы 1-го порядка. Представим её как передаточную функцию системы с обратной связью:

(27)

где коэффициент передачи прямой ветви; (28)

Rд – вспомогательное сопротивление

на коммутируемых конденсаторах.

Выражение (27) реализуется схемой рис. 11а; произведём её эквивалентные структурные преобразования. Умножив и разделив Kпр на Rд , преобразуем схему к виду рис. 11б. Положим Rд = R и перенесём точку ответвления, получив схему рис. 11в, где выполняются только операции интегрирования и сложения. Ещё раз перечертим схему, чтобы привести её к каноническому виду рис. 11г, где показано возможное использование этой универсальной структуры не только в качестве звена ФНЧ, но и звеньев ФВЧ или ПФ.

Таким образом, развитие электронных технологий приводит к совершенствованию математического аппарата, описанию схем в терминах многократного интегрирования сигналов и их умножения на константы.

Рис. 11 2.7.4. Дискретные и цифровые фильтры

Математической моделью приведённых выше схем являются операции сложения, умножения на константу и интегрирования аналогового сигнала. В аппаратуре ЦСП широко используются линейные схемы, в которых операция интегрирования заменена на операцию задержки (запоминания) сигнала на время Т в линии задержки, на конденсаторе или в цифровом регистре (аналоговый, дискретный или цифровой сигнал соответственно).

Рассмотрим дискретный фильтр рис.12а, образованный параллельным соединением двух ветвей с комплексными коэффициентами передачи K (jw ):

ветвью прямой передачи от входа к сумматору; K1 (jw ) = 1;

ветвью, содержащей линию задержки;

K2 (jw ) = ехр(–jw Т).

Воспользуемся методом векторных диаграмм, в которых модуль вектора равен мо-дулю комплексного коэффициента, а угол с действительной осью равен фазе. На рис. 12б

Рис. 12

показано сложение векторов на постоянном токе (w =0). При w >0 задержка гармонического колебания приводит к повороту вектора K2 (jw ) на угол –w Т; в результате модуль суммы возрастает до значения К=2 на частоте w = 2× p /T, рис. 12в. Заметим, что происходит это на частоте дискретизации 2× p f=2× p /Т=2× p × fд . Схема обладает свойствами дискретного ФВЧ.

При параллельном соединении ветвей с K1=1 и K2 (jw ) = – ехр(–jw Т) общий коэффициент передачи K(jw ) равен сумме коэффициентов передачи ветвей:

K(jw ) = K1 (jw ) + K2 (jw ) = 1 – ехр(–jw Т) = 1 – cos(w Т) – j× sin(w Т) . (29)

Для квадрата модуля комплексного коэффициента передачи получим:

|K(jw )|2 = [1 – cos(w Т)]2 + sin2(w Т) = 2× (1 – cosw Т) . (30)

2.8. Устройство выборки и хранения [1, 5.2; 2, 8.2]

При аналого-цифровом преобразовании производится дискретизация исходного аналогового сигнала (выборка его отсчётов) и их запоминание (хранение) на время, необходимое кодеру для выработки соответствующей кодовой комбинации. В ЦСП с групповыми кодерами устройства выборки являются индивидуальными, а устройства хранения – групповыми.

С математической точки зрения дискретизация представляет собой операцию умножения сигнала на короткий импульс, осуществляемую с помощью электронного ключа. В ЦСП с групповыми устройствами хранения устройства выборки соединяются параллельно, и их выходные сопротивления должны быть очень большими [1, рис. 5.8; 2, рис. 8.5а].

В замкнутом состоянии ключ пропускает ток сигнала, заряжающий конденсатор, на ёмкости которого происходит хранение. Очевидно, что открывающий ключ импульс не должен проходить на выход, ибо его напряжение становится “пьедесталом” для напряжения собственно сигнала. Так как напряжение управляющего импульса должно быть много больше максимального напряжения телефонного сигнала (минимум на 10 дБ), имеющего динамический диапазон около 40 дБ при защищённости не менее 20 дБ, получим необходимую степень его подавления 10+40+20 = 70 дБ.

В балансных схемах подавление управляющего колебания основано на свойствах моста. Рассматривая открытый ключ как резисторную ДС, получим для затухания несогласованности Al >70–12=58 дБ и для точности отношения сопротивлений плеч по формуле (9) – всего четверть процента:

. (31)

Очевидно, что такую точность без последующих регулировок можно обеспечить только за счёт принципа взаимного согласования цепей; применяют микросборки токовых ключей с парой практически идентичных транзисторов, температурные изменения параметров которых также одинаковы [1, рис. 5.7; 2, рис. 8.4б]. Отметим, что в цепь управляющего напряжения для демпфирования дребезга ключа включают диод.

Хранение напряжения полученного короткого отсчёта производят на переключаемом конденсаторе [1, рис. 5.8; 2, рис. 8.5], причём входное сопротивление операционного усилителя должно быть очень большим, поскольку за время считывания отсчёт должен сохранять свою амплитуду с точностью не хуже 1/4000.

В групповом АИМ-тракте имеют место внятные переходы между каналами, вызванные ограниченностью его полосы пропускания частотами fн снизу и fв сверху [1, рис. 5.6; 5, рис. 16.7-16.8]. Как показано в [5, 16.3], защищённости от переходов составляют:

A(fн) = 20lg[Fн / (fд× t имп× fн)] , дБ; A(fв) = 8,7× 2p fв× t защ , дБ , (32)

где Fн – нижняя граничная частота спектра сигнала;

t имп – длительность импульса;

t защ – защитный интервал между импульсами.

Для увеличения t защ в АЦО применяют 2 (САЦК), 5 или 6 кодеров.

2.9. Кодек ИКМ-64 [1, 5.4; 2, 8.3]

Кодеком называют систему КОдер-ДЕКодер, определяющую в ЦСП соотношение между качеством передачи сигнала и скоростью цифрового потока. Импульсно-кодовую модуляцию называют ИКМ-64, ибо цифровой поток на один канал имеет скорость fд× m = 8(кГц)× 8(разрядов) = 64 кбит/с. Из трёх регламентированных Рек. G.711 и G.712 МСЭ-Э версий ИКМ-64 (см. табл.1) далее речь пойдёт только о европейской,.

Согласование динамических диапазонов канала и сигнала производят с помощью компрессии сигнала; поскольку кодер является групповым устройством, компрессия должна быть безынерционной (мгновенной). Мгновенный компрессор представляет собой усилитель с нелинейной амплитудной характеристикой Uвых(Uвх) [1, рис. 5.26; 2, рис. 8.12]; его дифференциальный коэффициент усиления К в точке Uвх равен

(33) Для европейской иерархии ЦСП вид зависимости Uвых(Uвх) определён квазилогарифмическим законом компандирования

0 £ |Uвх| £ 1/А ;

1/А£ |Uвх| £ 1 , (34а)

(34б) называемым по входящему в него параметру компрессии А А-законом. При А=1 имеем линейную амплитудную характеристику; чем больше значение параметра А>1 , тем выше степень компрессии.

От аналоговых компандеров (КОМпрессоров + эксПАНДЕРОВ) перешли к цифровой обработке сигнала, приняв сегментированный А-закон, шкала непрерывного Uвх и квантованного Uвых напряжений представлена на рис. 13. Согласно (34), знак кодируется отдельно от модуля отсчёта (симметричный код), поэтому показана только положительная полуось.

Рис. 13

Значение напряжения ограничения Uогр получают, исходя из следующего. Регламентирован уровень ограничения рогр гармонического испытательного колебания в ТНОУ, равный +3,14 дБмо. Очевидно, напряжение ограничения равно амплитуде этого гармонического колебания, то есть превышает его эффективное напряжение Uэфф в Ö ` 2 раз:

(35) где U0 = Ö P0 R0 = Ö 1 (мВт)× 600 (Ом) = Ö 0,6 , Во – опорное напряжение.

Диапазон изменения Uвых от Uогр до нуля разбит на 8 сегментов, получаемых последовательным семикратным делением левой части отрезка пополам. Каждый сегмент равномерно разделён на 16 шагов квантования. Для определения номера шага квантования, соответствующего Uвх , необходимы 1(знак)+3(номер сегмента)+4(номер шага квантования)=8 раз-рядов; общее число шагов квантования составляет 28 = 256 . Отметим, что шаги квантования четырёх центральных сегментов одинаковы, поэтому А-закон называют тринадцатисегментным (2× 8–4+1=13).

Величина шага квантования на 7-м сегменте равна Uогр /2/16= Uогр /32.

На каждом следующем сегменте, кроме нулевого, она уменьшается вдвое, составляя в центральном сегменте Uогр × 2-11 Во.

Значения напряжений в Во, соответствующих нижней Uнi , верхней Uвi границам и шагов квантования D i i-го сегмента, а также мощности искажений квантования Ркв i в нВто, равной D i2/12, приведены в табл. 2. Для удобства расчётов учтено, что Uогр практически точно равно p /2 .

Отметим, что если бы квантование было равномерным, то шаг кванто-вания составлял 2-(8-1)=2-7=1/128 долю Uогр , то есть был в 2-7/2-11=16 раз больше, чем D 0 . Это означает, что дифференциальное усиление К эквивалентным аналоговым компрессором бесконечно малого сигнала равнялось бы 16, см. (33). Определим, какому значению параметра А в (34) соответствует шкала рис. 13. Для этого применим определение (33) к (34а) при |Uвх|® 0 :

Таблица 2

Параметры сегментов по А-закону компандирования

Параметр, Н о м е р с е г м е н т а i размерность 0 1 2 3 4 5 6 7 Uнi , Во 0 p /256 p /128 p /64 p /32 p /16 p /8 p /4 Uвi , Во p /256 p /128 p /64 p /32 p /16 p /8 p /4 p /2 D i , Во p /4096 p /2048 p /1024 p /512 p /256 p /128 p /64 Ркв , нВто 0,082 0,328 1,311 5,246 20,98 83,93 335,7

(36) Решение нелинейного уравнения (36) даёт значение А=87,5566 » 87,6 . Поэтому изложенные правила кодирования кратко называют законом компандирования А=87,6/13 .

Рассмотрим пример прохождения через кодек с законом компандирования А=87,6/13 отсчёта с абсолютным значением напряжения Uвх0 , равным 67,3 мВо.

На передаче отсчёт окажется в пределах 3-го сегмента с Uнi =49,1 Во и Uвi =98,2 Во. Номер уровня квантования равен разности напряжения от-счёта и напряжения нижней границы сегмента Uвх0 – Uн3 =67,3–49,1=18,2 Во, деленной на величину шага квантования на 3-м сегменте Е[18,2/3,07]=[5,9]= =5, где Е[x] – функция Entier отбрасывания дробной части числа. Таким образом, будет передана кодовая комбинация вида ± 011 0101, содержащая знак числа (± ) и десятичные числа 3 и 5 в двоичном представлении.

На приёме будет вычислен уровень квантования как сумма напряжений нижней границы сегмента, сложенная с произведением напряжения шага квантования на номер уровня квантования в сегменте плюс половина: 49,1+3,07× (5+0,5)=66,0 Во. Ошибка квантования в данном случае составила 67,3–66,0=1,3 Во, что составляет 1,3/3,07=0,4 от шага квантования. Заметим, что прибавление полушага квантования на приёме переводит операцию отбрасывания дробной части числа Е[x] в операцию округления до ближайшего целого; при отбрасывании ошибка составила бы 0,9 шага квантования.

Основным показателем качества кодека ЦСП является зависимость Акв(рвх) защищённости сигнала с уровнем в ТНОУ рвх , дБмо, от искажений квантования на выходе декодера Акв , дБ, регламентированная Рек. G.712 для испытательных сигналов – гармонического колебания (рис. 14а) и белого шума (рис. 14б) в виде шаблонов (кривые 1). Ход теоретических характеристик идеального кодека показан кривыми 2; характеристики реальных кодеков должны проходить между кривыми 1 и 2.

Пусть на вход кодера подано гармоническое колебание Uвх(t) с уровнем рвх=+3,14 дБмо, и его амплитуда UA равна Uогр , см. рис. 13. Отсчёты с Uвх(t) > Uогр/2 попадают на 7-й сегмент, где кодируются с равно-

Рис. 14

мерным шагом квантования D 7 , равным Uогр/32=p /64 Во; остальные отсчёты кодируются с меньшими шагами квантования на сегментах 6...0.

Оценивая защищённость снизу, то есть при равномерном квантовании с шагом D 7, получим:

(37) (38)

При уменьшении рвх сначала защищённость снижается из-за уменьшения Рс , затем повышается, поскольку всё больше отсчётов попадает на сегмент с меньшими шагами квантования. Как видно из рис. 14а, при гармоническом испытательном колебании ход кривой 2 аналогичен для 7-го...2-го сегментов. На первом и нулевом сегментах имеют место равно-мерное квантование и линейный ход характеристики. При шумовом испытательном сигнале неравномерность условий на сегментах сглаживается, но явление ограничения начинает сказываться при меньших входных уровнях рвх (кривая 2 на рис. 14б).

При кодировании по А-закону аналоговых сигналов задают требуемое значение защищённости Акв.треб в динамическом диапазоне D. Необходимо найти число разрядов для номера уровня квантования mур.кв и номера сегмента mсег .

Из рис. 14а и рис. 15 следует, что защищённость от искажений квантования Акв.0,1 = Акв.треб + 2 дБ. Для равномерного квантования гармонического колебания на сегментах 0 и 1 можно записать

(39) где –

амплитуда, равная напряже-

нию границы Uв1 =Uн2 .

Из рис. 15 следует, что динамический диапазон D ка-нала по уровню Акв.треб со-ставляет 6 дБ на сегмент (кро-ме 0 и 1 сегментов) плюс 2 дБ:

Рис. 15

(40)

Решая (20) и (21) относительно mур.кв и mсег , окончательно получим:

(41) При реализации любого кодера основным элементом является компаратор – быстродействующий операционный усилитель с дифференциальным каскадом на входе. В цепь обратной связи компаратора включён декодер. Функциональная схема кодера ИКМ-64 с А-законом компандирования приведена на рис. 16.

Рис. 16 Для определения символа Р0 знака отсчёта ключ Кл.0 замыкается, и на инверсный вход компаратора подаётся нулевой потенциал корпуса. В дифференциальном входном каскаде компаратора происходит вычитание из напряжения входного сигнала нуля. В последующих каскадах разность усиливается настолько, что выходной каскад оказывается либо в насыщении (если входной сигнал положителен Р0=“1”), либо в отсечке (если входной сигнал отрицателен Р0=“0”).

Отметим, что неопределённость в значении напряжения сигнала описанными действиями была уменьшена в два раза – уточнена полуось, на которой находится входное напряжение, см. рис. 13. Последующие действия кодера также каждый раз уменьшают неопределённость вдвое.

В ходе определения номера сегмента на инверсном входе сначала устанавливается напряжение границы между 3 и 4 сегментами, в результате определяется, в младших (0, 1, 2 или 3) или в старших (4, 5, 6 или 7) сегментах находится напряжение отсчёта. Полученные результаты хранятся в памяти (регистре сдвига) и используются при выборе пары сегментов, а затем – и конкретного сегмента. Номер сегмента определяется за три такта, формируются разряды кодовой комбинации Р1, Р2 и Р3, рис. 17а.

Определение но-мера уровня кванто-вания происходит аналогично путём установки опорного напряжения нижней границы сегмента с найденным номером и коммутации ключами 8 D i, затем 4 или 12 D i и так далее. За 4 такта определя- Рис. 17 ются символы разрядов Р5...Р8, рис. 17б.

Напряжения на инверсном входе компаратора устанавливаются под управлением цифрового экспандера с помощью матрицы ключей Кл.1 и др. Формирование эталонных напряжений Uогр/2, Uогр/4 и т.д. производится матрицей R-2R (в САЦК выполнена на коммутируемых конденсаторах).

В аппаратуре ИКМ-30 цифровой экспандер выполнен в виде конечного автомата на 8 входов и 12 выход