1.3. Функциональная схема демодулятора.

Как уже описывалось во введении, конструктивно приемная часть радиомодема представляет собой две платы - высокочастотную и низкочастотную, причем темой данного проекта является последняя. Однако неотъемлемой частью рассматриваемых структур является микросхема MAX 2101, на которой реализован собственно демодулятор. Несомненным преимуществом микросхемы является то, что она способна производить демодуляцию ФМ сигнала на частотах 640 - 400 МГц. Однако относительно высокий уровень шумов цифровой части микросхемы (неиспользуемой вообще говоря в демодуляторе) вынудил конструктивно вынести ее на другую плату. На рисунке 14 показана часть схемы, расположенная на высокочастотной плате.

Рис. 14. Структурная схема демодулятора (часть).

С выносного радиочастотного блока на плату приемника поступает принятый сигнал на несущих частотах в диапазонах 1 - 1.3 ГГц или 1.5 - 1.8 ГГц. Далее сигнал попадает на смеситель, который переносит его на диапазон рабочих частот микросхемы MAX 2101 (на рисунке она показана пунктирной линией). Поскольку необходимо переносить по частоте два диапазона на один, в схеме предусмотрено два смесителя и, соответственно два гетеродина. Переключаются они питанием гетеродинов - в каждый момент времени питание подается только на один генератор. Перед переносом частот сигнал пропускают через полосовые фильтры, отфильтровывающие сигналы соседних диапазонов.

Далее в схеме стоит подстраиваемый усилитель мощности, управляющее напряжение которого (АРУ на рисунке) подается с низкочастотной платы.

Собственно микросхема MAX 2101 содержит демодулятор ФМ-4 - то есть ГУН - генератор, управляемый напряжением, расщепитель фазы 0/90°, и два перемножителя. Управляющее напряжения ГУН вырабатывается на низкочастотной плате и подается затем на микросхему демодулятора.

Нужно отметить, что между этими двумя платами существует множество электрических связей, которые конструктивно сведены в один пятидесятиконтактный разъем.

После демодулятора получаем уже два разделенных колебания - синфазный и квадратурный сигналы, обозначаемые обычно I и Q. Перед аналого-цифровым преобразованием сигналы проходят через RC - цепочки - НЧ фильтры, которые отфильтровывают высокочастотные составляющие, оставшиеся в сигнале после перемножителей демодулятора.

Рассмотрим преобразования сигналов в демодуляторе. В отсутствие шума получим:

вI канале,

в Q канале,

удвоенная частота не проходит через RC цепочку, таким образом получаем модулирующие колебания фазы j. Затем сигналы подвергают согласованной фильтрации, сами фильтры находятся на низкочастотной плате. Согласованный фильтр как частный случай оптимального фильтра для белого шума обеспечивает максимальное отношение сигнал / шум для данного сигнала. Оптимальный фильтр можно построить только зная точно характер шума. Построенный в предположении о гауссовом характере шума оптимальный фильтр называется согласованным. Согласованный фильтр имеет частотную характеристику комплексно сопряженную с сигналом. Таким образом, он дает максимальный уровень сигнала на выходе при ожидаемом сигнале на входе.

После согласованной фильтрации сигналы I и Q возвращаются в микросхему MAX 2101 на аналого-цифровые преобразователи, интегрированные в эту микросхему. После преобразования сигналы поступают на кодек Витерби, затем на относительный декодер и в цифровую часть станции. На этом работа демодулятора заканчивается. Кодек Витерби, имеющий избыточность кода два, то есть каждый второй бит - проверочный, обеспечивает энергетический выигрыш примерно в 5.5 дБ.

На низкочастотной плате реализованы схема восстановления несущей по схеме Костаса с ФАП и система тактовой синхронизации. Обратная связь в схеме Костаса реализована в виде двух петель ФАП, одна из которых работает после начала приема до появления тактовой синхронизации, то есть во время вхождения в синхронизм. После этого начинает работать вторая петля ФАП. Кроме того, в первой петле ФАП содержится частотный детектор, позволяющей системе захватывать частоту в большем диапазоне. Дело в том, что эта петля должна обеспечивать захват частоты в диапазоне 64 кГц. В то же время без детектора ФАП захватывает частоту только в диапазоне ±3 кГц.

На следующем рисунке показана часть этой схемы.

Рис. 15. Схема Костаса.

Итак, сигналы квадратурных каналов проходят через согласованные фильтры. После фильтра сигналы идут на схему Костаса восстановления несущей и назад на АЦП, как уже говорилось выше. Эти же сигналы берутся и для схемы восстановления тактовой сигнализации.

Рассмотрим действие схемы Костаса. В этой схеме компараторы фактически заменяют операцию возведения напряжения сигнала в куб. Действительно, после компаратора в спектре импульсов будут кубы сигналов. Учитывая квадратурность сигналов I и Q на итоговом сумматоре получим:

Естественно, эти соотношения имеют место в «идеальном» случае, когда передаваемый цифровой сигнал - чистый меандр, то есть последовательность 010101010101 ... Проделав несложные преобразования, легко убедится, что на выходе сумматора получается напряжение, пропорционально 4j. То есть как раз сигнал, освобожденный от неоднозначности фазы в сигнале с модуляцией ФМ-4. Кроме напряжения 4j, естественно, в сигнале будет присутствовать много других гармоник, хотя бы из-за того, что мы заменили возведение в куб компаратором. Петля ФАП - I содержит активный фильтр на операционном усилителе (на рисунке 15 он обозначен RC - цепочкой).

На управление ГУНом сигнал рассогласования идет через переключатель, управляемый сигналом Бит ОК - этот сигнал выставляется в 1 когда появляется тактовая синхронизация, то есть заканчивается вхождение в синхронизм.

В первую петлю ФАП, как уже говорилось, входит частотный детектор ЧД. Рассмотрим его подробнее.

Рис. 16. Схема частотного детектора.

Как это работает. Для того, чтобы объяснить принцип работы этой цепочки, нужно вернуться немного назад. Рассмотрим работу первых каскадов схемы демодулятора. Пусть возникает рассогласование по частоте и частота ГУН не совпадает с несущей частотой принятого колебания. Обозначим несущую частоту сигнала w, а частоту ГУН w₁. Тогда получим:

После прохождения через НЧ - цепочку получаем в синфазном канале , а в квадратурном канале получаем , еслииесли. Теперь вернемся к «частотному детектору». Уже с учетверенной фазой сигнал попадает на него. После сумматора получается сигнал в виде «пилы». Причем в зависимости от того, какой знак имеет рассогласование, меняется характер этой «пилы». Аккуратные выкладки, подтвержденные практикой, дают следующие результаты:

Как видно из рисунка, в зависимости от знака частотной расстройки пилообразный сигнал имеет разную форму. В одном случае напряжение быстро возрастает и медленнее падает, в другом наоборот. Пропустив такой сигнал через дифференцирующую цепочку (на рисунке в центре) получим сигналы, изображенные справа.

Далее сигнал попадает на пару включенных навстречу диодов. Результат этого понятен, если вспомнить ВАХ диода.

Рис. 17. ВАХ диода. Прохождение сигнала через пару диодов.

Таким образом сигнал очищается от составляющих низкого напряжения - они как бы вырезаются ВАХ диодов. Затем сигнал пропускают через интегрирующие цепочки и на выходе этого фрагмента схемы получают напряжение частотной ошибки - как показано выше, это напряжение автоматически получается нужной полярности.

Теперь рассмотрим устройство второй петли ФАП. Для ее работы необходима тактовая синхронизация и поэтому она, имея лучшие следящие свойства, чем первая петля ФАП, включается в работу уже после вхождения в синхронизм, то есть когда появляется тактовая синхронизация. Система тактовой синхронизации будет рассмотрена позже.

Для лучшего понимания работы ФАП - II рассмотрим форму сигналов в синфазном и квадратурном каналах, которые поступают на ФАП.

Места на схеме, куда подключается эта схема показаны на рисунке 15.

Рис. 18. Форма сигналов на второй петле ФАП.

Сдвинутые на полтакта сигналы синфазного и квадратурного каналов выглядят, допустим, как на рисунке 18 слева, сплошные линии. Пока не возникает частотная расстройка, сигналы ортогональны и совершенно независимы. Это видно из векторной диаграммы на рисунке 18 справа. Как только возникает расстройка ГУН, то есть вектор ГУН поворачивается на какой-то угол, в демодуляторе возникает «пролезание» квадратурных сигналов друг в друга. Эти паразитные напряжения показаны на рисунке пунктиром.

Идея работы ФАП - II заключается в следующем - если между двумя тактовыми импульсами канала I был переход огибающей сигнала через ноль в этом канале, то напряжение, взятое в этом канале в тактовый момент Q будет как раз, фактически, напряжением рассогласования.

На рисунке 19 показана практическая реализация этой идеи.

Рис. 19. Структура второй петли ФАП.

Рассмотрим действие схемы на рисунке 19. Каждый из сигналов I и Q поступает в две цепочки. Одна из них служит для выяснения, был ли в прошлом такте переход через ноль. Действительно, после операции взятия знака (результатом которой являются логический ноль либо логическая единица) результат записывается в D - триггере, тактируемом тактовыми импульсами того же канала. На следующий такт это значение переходит во второй триггер. Таким образом, на элемент исключающего или в каждый момент времени поступают знаки сигналов в данном канале в прошлом и позапрошлом такте, точнее в прошлый и позапрошлый тактовый момент. Единица на выходе этого элемента устанавливается, если за прошлый полный такт в канале произошел переход огибающей сигнала через ноль. Далее элемент и выставляет на выходе единицу в том случае, если был переход через ноль и пришел тактовый импульс квадратурного по отношению к данному канала. То есть для канала I - единица здесь появится в тактовый момент канала Q при том, что в канале I произошел переход огибающей через ноль. Теперь рассмотрим другу ветку. Она содержит две схемы выборки и хранения для каждого канала, причем СВХ в канале I тактируются тактовыми импульсами канала Q и наоборот. Таким образом, если в канале I произошел переход огибающей через ноль, то с задержкой на два такта на фильтр ФАП - II попадет напряжение в канале I в середине этого такта, в момент тактового импульса канала Q. При отсутствии частотной расстройки это напряжение равно нулю (см. рисунок 18), так как сигналы сдвинуты на полтакта. При наличии расстройки и взаимного пролезания квадратурных каналов на фильтр ФАП - II поступит как раз напряжение расстройки. Что и требовалось реализовать.

Важным является вопрос устойчивости ФАП - II к перескоку фазы на 90°. Действительно, возможный перескок фазы на 180° нейтрализует относительное кодирование, а неизбежно возникающие две ошибки, скорее всего будут исправлены кодеком Витерби с избыточностью кода два, который используется в системе. В то же время перескок фазы на 90° может стать катастрофой всего сеанса связи, так как меняются местами логические цифровые каналы I и Q. Рассмотрим дискриминационную характеристику ФАП.

Рис. 20. Дискриминационные характеристики ФАП.

Дискриминационная характеристика обычной ФАП, которая обрабатывает сигнал, который нужно подстроить имеет дискриминационную характеристику сходную с той, которая на рисунке 20 изображена тонкой линией. Очевидно, что эта характеристика имеет единственную точку устойчивого равновесия - 0. Действительно, при смещении фазы в положительную сторону ее производная принимает отрицательное значение - фаза стремиться к нулю. Аналогичные рассуждения доказывают, что точки 180° и - 180° являются точками неустойчивого равновесия. Хотя производная фазы в этих точках равна нулю, тем не менее при малейшем изменении значения фаза устремится к нулю.

Дискриминационная характеристика первой петли ФАП сходна с кривой, показанной на рисунке 20 пунктиром, так как на петлю ФАП подается сигнал с учетверенной фазой. Для такой характеристики точками устойчивого равновесия являются 0°, ±90° и ±180°. Хотя перескоки фазы на 180° нам не особенно страшны, возможность перескока фазы на 90°, как уже отмечалось, весьма опасна.

На петлю ФАП - II подаются сигналы с удвоенной фазой. Такой ФАП имеет дискриминационную характеристику, подобную той, которая показана на рисунке толстой линией. Как видим, для ФАП - II сдвиг фазы на 90° является точкой неустойчивого равновесия дискриминационной характеристики, следовательно при работе ФАП - II перескок фазы на 90° маловероятен. Практика подтверждает этот вывод.

Рассмотрим теперь систему тактовой синхронизации демодулятора.

Рис. 21. Система тактовой синхронизации.

В спектре цифрового сигнала, как известно, отсутствует тактовая частота. Действительно, при скорости передачи данных 64 Кбит/с максимальная частота в спектре такого сигнала - 32 кГц. Тактовую частоту получают следующим образом. Сигналы синфазного и квадратурного каналов подвергают операции взятия модуля, после чего в их спектре уже появится тактовая составляющая. Затем сигналы складываются, а сумма пропускается через очень высокодобротный (Q » 10000) фильтр, центральная частота которого имеет долговременную нестабильность 10^-7. После этого фильтра имеем очень чистую синусоиду тактовой частоты (64 кГц). Пропустив ее через компаратор получим тактовые импульсы, передний фронт которых является тактовым для одного из каналов, а задними фронтами тактируется другой канал, если импульсы предварительно задержать на полтакта. Для наглядности проиллюстрируем вышесказанное рисунком. Предположим, что изначально в каждом канале передавалась простейшая последовательность нулей и единиц 01010101010... (меандр, грубо говоря).

Рис. 22. Сигналы в системе тактовой синхронизации.

Совершенно необходимым представляется подробнее остановиться на структуре высокодобротного фильтра. Фильтры такой структуры называют квадратурными.

Рис. 23. Фильтр СТС.

Принцип работы фильтра ясен из рисунка. Очень высокая добротность обеспечивается, фактически, за счет очень высокой стабильности опорных колебаний. В системе (в МСТ) есть высокостабильный генератор частоты 10 МГц, с долговременной нестабильностью 10^-7. Колебания с этого генератора заведены в том числе и на плату демодулятора, где из них получают высокостабильные 64 кГц, которые и служат опорными сигналами для квадратурного фильтра СТС. Из - за очень высокой добротности фильтра переходные процессы в нем идут довольно значительное время. Фактически, именно этим временем определяется время вхождения в синхронизм. Управляющий переключателем ФАП сигнал Бит ОК устанавливается в 1 (и включает в работу ФАП - II), когда сигнал на выходе квадратурного фильтра достигает уровня входного сигнала, то есть заканчиваются переходные процессы.

Благодаря высокой стабильности центральной частоты (а она определяется стабильностью опорных сигналов, следовательно нестабильность центральной частоты фильтра » 10^-7) этот фильтр фактически не искажает фазу сигнала, в том числе и во время переходного процесса. Проиллюстрируем это рисунком.

Рис. 23. АЧХ и ФЧХ квадратурного фильтра СТС.

* * *