Электроника Ч2

Рис. 27.4. Схема трехфазного однополупериодного выпрямителя а) и графики напряжений на его входе и выходе б)

Определим среднее значение выпрямленного напряжения в соответст- вии с (27.13). Для этого проинтегрируем напряжение на нагрузке на интер- вале одной пульсации, т. е. от –π / 3 до π / 3 (см. рис. 27.4,б):

≈0,207·Um.вх. Коэффициент пульсаций Кп = 0,25, что значительно меньше ко- эффициента пульсаций однофазного мостового выпрямителя.

Недостатки схемы – низкая эффективность использования трансфор- матора и повышенное обратное напряжение на диодах Um.обр ≈ -2,1·Um.вх.

Более эффективна мостовая схема трехфазного выпрямителя

(рис.27.5, а). В этой схеме каждая пара диодов входит в состав двух мостов, поэтому шесть диодов образуют три мостовые схемы для трех фаз.

Графики напряжений на входе и выходе выпрямителя приведены на рис. 27.5, б. Огибающая выпрямленного напряжения содержит шесть пуль- саций на интервале одного периода, т.е. m = 6, а

144

U0.вып = Um sin 300 = 0,96U m . 0,52

Амплитудное значение первой гармоники пульсаций Um.п.1 ≈ 0,055·Um. Коэффициент пульсаций, определяемый по (26.6) Кп = 0,057, что значитель- но меньше коэффициента пульсаций всех рассмотренных ранее схем.

Трехфазные мостовые выпрямители позволяют получить достаточно высокое качество выпрямленного напряжения при высокой мощности в на- грузке – порядка мегаватта. Однако в электротехнике и энергетике требуют- ся выпрямители, мощность которых значительно (на несколько порядков) выше. Достигнуть больших мощностей при высоком качестве выпрямленно- го напряжения позволяют составные выпрямители. Схема одного из со- ставных выпрямителей приведена на рис. 27.6.

В приведенной схеме вентильные комплекты двух мостовых трехфаз- ных выпрямителей подключены к нагрузке последовательно, поэтому на- пряжение на нагрузке равно сумме напряжений двух мостов – U0.вып = U0.вып.1

145

+ U0.вып.2. Равенство средних значений выпрямленных напряжений U0.вып.1 и U0.вып.2 обеспечивается выбором числа витков вторичных обмоток, соеди- ненных в звезду и треугольник.

Система вторичных напряжений а, в, с сдвинута относительно систе-

мы а′, в′,с′ на угол 30°. При суммировании этих напряжений на нагрузке кратность пульсаций увеличивается в два раза (m = 12), а коэффициент пульсаций Кп = 0,014. Таким образом, схема рис. 27.6 позволяет увеличить максимально достижимую мощность и улучшить качество выпрямленного напряжения.

2.3.Управляемые выпрямители

Вентильный блок управляемых выпрямителей включает в свой состав тиристоры. Известно, что для включения тиристора необходимо подать на его анод положительное напряжение (положительную полуволну напряже-

146

ния сети), а на управляющий электрод – сигнал управления iу. Если сигнал управления совпадает с моментом перехода через нуль выпрямляемого на-

пряжения (моментом естественного отпирания диода в неуправляемом выпрямителе), то среднее значение выпрямленного напряжения будет таким же, как и на выходе неуправляемого выпрямителя.

Если сигнал управления задержать относительно момента естественного отпирания, то тиристор откроется позже, напряжение на выходе выпрямителя уменьшится. В этом заключается суть управления. Количественно задержка управляющего сигнала относительно момента естественного отпирания оце- нивается углом сдвига по фазе α. Этот угол называется углом управления.

Схема управляемого нулевого выпрямителя приведена на рис. 27.7, а. На рис. 27 7, б приведены графики напряжений на входе и выходе выпрями- теля, а также график тока сигнала управления при α = 30°.

α

На графиках моменты θ1, θ2 и θ3 соответствуют точкам естественного отпирания вентилей. Если бы управляющий сигнал был подан на управ-

147

ляющие электроды тиристоров в эти моменты времени, то среднее значение выпрямленного напряжения выпрямителя определилось бы выражением (27.14). При задержке управляющего сигнала по фазе на угол α среднее зна- чение выпрямленного напряжения уменьшится и будет определяться выра- жением

Из (27.15) очевидно, что, изменяя угол управления α, можно изменять среднее значение выпрямленного напряжения на выходе выпрямителя. При α > 30° в кривой URн(t) появятся отрицательные участки, а при α = π U0вып = 0.

3. СГЛАЖИВАЮЩИЕ ФИЛЬТРЫ

Анализ работы рассмотренных схем выпрямителей показал, что на- пряжение на их выходе не постоянное, а пульсирующее. Применять такое напряжение непосредственно для питания электронных устройств нельзя. Существенно снизить уровень пульсаций позволяют сглаживающие фильт- ры. В основу их построения положено применение реактивных элементов – индуктивностей и емкостей.

Пульсирующее напряжение на выходе выпрямителей всегда описыва- ется периодической функцией. Разложение такой функции в ряд Фурье со- держит постоянную составляющую (среднее значение выпрямленного на- пряжения) и совокупность гармоник. Идеальный сглаживающий фильтр должен беспрепятственно пропускать в нагрузку постоянную составляю- щую и не пропускать гармоники пульсаций. Для решения этой задачи и используются свойства реактивных элементов.

148

Известно, что сопротивление индуктивности X L = ωL пропорцио-

нально частоте. Это значит, что для постоянной составляющей сопротивле- ние идеальной индуктивности равно нулю, а для гармоник оно тем больше, чем выше номер гармоники. Поэтому индуктивность полезно включать по- следовательно нагрузке (рис. 27.8, а).

Сопротивление емкости обратно пропорционально часто-

те. Для постоянной составляющей это сопротивление бесконечно велико, а для гармоник мало, и тем меньше, чем выше номер гармоники. Поэтому ем- кость полезно включать параллельно нагрузке (рис. 27.8, б). Для повышения качества фильтрации применяются комбинированные LC фильтры, напри- мер, как на рис. 27.8, в.

Количественной оценкой качества сглаживающих фильтров является коэффициент сглаживания S, определяемый отношением коэффициентов пульсации на входе и выходе фильтра:

где Um.п.н – амплитудное значение первой гармоники пульсаций в нагрузке (на выходе фильтра), U0.н – среднее напряжение в нагрузке.

Рассмотрим принцип работы простейшего емкостного фильтра, сгла- живающего пульсации однополупериодного выпрямителя (рис. 27.9, а).

149

Собственно выпрямитель (диод D и сопротивление RH) формирует пульсации напряжения с периодом Тп и амплитудным значением Um (пунк- тир на рис. 27.9, б). При включении емкостного фильтра форма выходного напряжения изменяется (сплошная линия на графике рис. 27.9, б). Рассмот- рим процесс формирования напряжения на выходе фильтра подробнее.

2 U

Сопротивление емкости переменному току значительно меньше со-

противления нагрузки X Сф << RH , потому прямой ток диода на интервале пульсации протекает через конденсатор Сф, заряжая его до напряжения, близкого к Um. При уменьшении напряжения пульсации диод закрывается. Его сопротивление становится значительно больше RH. Поэтому емкость Сф начинает разряжаться через RH, а напряжение на ее обкладках уменьшается по экспоненциальному закону:

где τ ф = Cф RH [C] - постоянная фильтра.

В конце периода пульсаций, когда t =Tп, напряжение на выходе фильт- ра станет равным

150

Разность Um – uCф(Тп) = 2·!U определяет амплитудное значение пуль- саций на выходе фильтра, причем,

Очевидно, что, чем больше τф, тем меньше амплитуда пульсаций 2·!U.

Реальные фильтры имеют τ ф ≥ 100 Тп . При малом значении показателя экс-

поненты разность

поэтому

2U ≈ Um Tп .

τф

Среднее значение напряжения на выходе фильтра (на нагрузке) опре-

Таким образом, рис. 27.9, б и полученные выражения показывают, что величина пульсаций на выходе фильтра уменьшилась до значения 2 U. Час-

тота пульсаций осталась прежней Fп = 1/ Tп . Поэтому огибающая выходного напряжения теперь совпадает максимумами с первой гармоникой пульсаций в нагрузке. Значит, Um.п.н = U , а коэффициент пульсаций на выходе фильт-

ра определится выражением: