Добавил:
Upload Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз: Предмет: Файл:

Электроника Ч2

.pdf
Скачиваний:
54
Добавлен:
22.03.2015
Размер:
2.56 Mб
Скачать

141

противление нагрузки RH, диод D4, к контакту 1'. Этот ток создаст на сопро- тивлении нагрузки падение напряжения (пульсацию) на интервале положи- тельного полупериода входного напряжения (см.рис.27.2, в).

Во время отрицательного полупериода входного напряжения поляр- ность контактов 1 – 1' меняется на противоположную. Теперь прямое на- пряжение приложено к диодам D2 и D3, а обратное к диодам D1 и D4. В цепи выпрямителя потечет ток i2 от контакта 1', через диод D3, сопротивле- ние нагрузки RH, диод D2, к контакту 1. Видим, что направление тока через сопротивление RH не изменилось. Значит, форма напряжения на сопротив- лении RH такая, как на рис.27.2, в, а параметры мостового выпрямителя та- кие же, как параметры схемы Миткевича. Однако в силу компактности именно однофазная мостовая схема получила широкое распространение.

Сопоставление параметров одно и двухполупериодных выпрямителей позволяет установить связь между значениями кратности пульсаций m и ко- эффициента пульсаций Кп. Так, для однополупериодного выпрямителя m = 1, а Кп = 1,57. Для двухполупериодного выпрямителя m = 2, а Кп = 0,67. Учи- тывая, что коэффициент пульсаций определяется средним значением вы-

прямленного напряжения U0.вып, найдем зависимость U0.вып = ϕ (m) . Для это-

го достаточно проинтегрировать мгновенное значение напряжения на на-

грузке uR (t) = Um·cosω·t в пределах от -Т/2m до Т/2m (т.е. в пределах одной

пульсации):

142

 

 

T

T / 2m

 

 

 

 

 

U

0.вып =

m

 

Um

cosωtdt .

 

 

T / 2m

Заменим оператор интегрирования dt на dωt.

заменить на 2π. Теперь

 

 

 

 

m

π / m

 

 

m

 

π

 

π

U

0.

вып

=

 

U

 

cosωtdωt =

 

U

sin

 

+ sin

 

2π

 

 

 

 

 

 

 

m

 

2π

m

m

 

m

 

 

 

 

 

π / m

 

 

 

 

 

 

 

 

Тогда период Т нужно

 

sinπ / m

= Um

 

. (27.13)

 

 

π / m

Полученное решение показывает, что для увеличения среднего значе- ния выпрямленного напряжения U0.вып (а значит, для уменьшения Кп) нужно увеличивать кратность пульсаций m. Значение m > 2 можно получить в мно-

гофазных выпрямителях.

2.2.Трехфазные выпрямители

Схема трехфазного однополупериодного выпрямителя приведена на рис. 27.4, а. На рис. 27.4, б приведены графики напряжений на входе и вы- ходе выпрямителя. В состав схемы входят трехфазный трансформатор, три диода и сопротивление нагрузки Rн. Фазы первичной обмотки трансформа- тора могут включаться по схеме звезда или треугольник, а фазы вторичной обмотки по схеме звезда. Каждая фаза вторичной обмотки трансформатора через соответствующий диод включена на общую нагрузку.

На рис. 27.4, б точками θ1, θ2, θ3 обозначены моменты равенства на- пряжений двух соответствующих фаз вторичной обмотки трансформатора. Диод D1 открывается в момент θ1, так как в этот момент потенциал его ано- да становится больше потенциала других диодов. Соответственно диод D2 откроется в момент θ2, а диод D3 – в момент θ3. Видим, что каждый диод от- крывается во время положительной полуволны своей фазы. Огибающая вы- прямленного напряжения представляет три пульсации на интервале одного периода входного напряжения, т.е. m = 3.

 

 

 

143

 

 

 

 

 

 

 

 

 

ua, uв, uc

ua

uв

uc

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

А

В

С

 

 

 

 

 

 

 

iA

iB

iC

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

θ 1

 

θ 2

 

θ3

θ 4

ωt

 

 

 

 

 

 

 

 

Тр

 

 

 

 

 

 

 

ua

uв

uc

 

 

2π

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

RH

ua

 

 

 

 

 

 

 

 

 

π

 

π

 

 

 

 

D1

D2

D3

u(t) 3

 

3

 

 

 

 

 

 

iR н

0,83Um

 

 

 

 

 

 

 

 

 

θ1

0

θ 2

U

0.вып

U

m

 

 

 

 

 

 

 

 

 

а)

 

 

 

 

 

б)

 

ωt

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис. 27.4. Схема трехфазного однополупериодного выпрямителя а) и графики напряжений на его входе и выходе б)

Определим среднее значение выпрямленного напряжения в соответст- вии с (27.13). Для этого проинтегрируем напряжение на нагрузке на интер- вале одной пульсации, т. е. от π / 3 до π / 3 (см. рис. 27.4,б):

 

 

3

π / 3

sin π /

3

 

 

 

U0.вып

=

 

Um cosωtdωt = Um

 

 

= 0,83

Um .

(27.14)

2π

π / 3

 

 

 

 

π / 3

 

 

 

 

 

Амплитудное

 

значение первой

гармоники

пульсаций

Um.п.1

0,207·Um.вх. Коэффициент пульсаций Кп = 0,25, что значительно меньше ко- эффициента пульсаций однофазного мостового выпрямителя.

Недостатки схемы низкая эффективность использования трансфор- матора и повышенное обратное напряжение на диодах Um.обр -2,1·Um.вх.

Более эффективна мостовая схема трехфазного выпрямителя

(рис.27.5, а). В этой схеме каждая пара диодов входит в состав двух мостов, поэтому шесть диодов образуют три мостовые схемы для трех фаз.

Графики напряжений на входе и выходе выпрямителя приведены на рис. 27.5, б. Огибающая выпрямленного напряжения содержит шесть пуль- саций на интервале одного периода, т.е. m = 6, а

144

U0.вып = Um sin 300 = 0,96U m . 0,52

ωt

2π

ωt

Амплитудное значение первой гармоники пульсаций Um.п.1 0,055·Um. Коэффициент пульсаций, определяемый по (26.6) Кп = 0,057, что значитель- но меньше коэффициента пульсаций всех рассмотренных ранее схем.

Трехфазные мостовые выпрямители позволяют получить достаточно высокое качество выпрямленного напряжения при высокой мощности в на- грузке порядка мегаватта. Однако в электротехнике и энергетике требуют- ся выпрямители, мощность которых значительно (на несколько порядков) выше. Достигнуть больших мощностей при высоком качестве выпрямленно- го напряжения позволяют составные выпрямители. Схема одного из со- ставных выпрямителей приведена на рис. 27.6.

В приведенной схеме вентильные комплекты двух мостовых трехфаз- ных выпрямителей подключены к нагрузке последовательно, поэтому на- пряжение на нагрузке равно сумме напряжений двух мостов U0.вып = U0.вып.1

145

+ U0.вып.2. Равенство средних значений выпрямленных напряжений U0.вып.1 и U0.вып.2 обеспечивается выбором числа витков вторичных обмоток, соеди- ненных в звезду и треугольник.

с

в

а

с

в

Система вторичных напряжений а, в, с сдвинута относительно систе-

мы а′, в′,сна угол 30°. При суммировании этих напряжений на нагрузке кратность пульсаций увеличивается в два раза (m = 12), а коэффициент пульсаций Кп = 0,014. Таким образом, схема рис. 27.6 позволяет увеличить максимально достижимую мощность и улучшить качество выпрямленного напряжения.

2.3.Управляемые выпрямители

Вентильный блок управляемых выпрямителей включает в свой состав тиристоры. Известно, что для включения тиристора необходимо подать на его анод положительное напряжение (положительную полуволну напряже-

146

ния сети), а на управляющий электрод сигнал управления iу. Если сигнал управления совпадает с моментом перехода через нуль выпрямляемого на-

пряжения (моментом естественного отпирания диода в неуправляемом выпрямителе), то среднее значение выпрямленного напряжения будет таким же, как и на выходе неуправляемого выпрямителя.

Если сигнал управления задержать относительно момента естественного отпирания, то тиристор откроется позже, напряжение на выходе выпрямителя уменьшится. В этом заключается суть управления. Количественно задержка управляющего сигнала относительно момента естественного отпирания оце- нивается углом сдвига по фазе α. Этот угол называется углом управления.

Схема управляемого нулевого выпрямителя приведена на рис. 27.7, а. На рис. 27 7, б приведены графики напряжений на входе и выходе выпрями- теля, а также график тока сигнала управления при α = 30°.

ωt

α

ωt

ωt

α

На графиках моменты θ1, θ2 и θ3 соответствуют точкам естественного отпирания вентилей. Если бы управляющий сигнал был подан на управ-

147

ляющие электроды тиристоров в эти моменты времени, то среднее значение выпрямленного напряжения выпрямителя определилось бы выражением (27.14). При задержке управляющего сигнала по фазе на угол α среднее зна- чение выпрямленного напряжения уменьшится и будет определяться выра- жением

 

 

3

π / 3+α

 

U0.вып

=

Um cosωtdωt = 0,83 Um cosα .

(27.15)

2π

 

 

π / 3+α

 

 

 

 

 

Из (27.15) очевидно, что, изменяя угол управления α, можно изменять среднее значение выпрямленного напряжения на выходе выпрямителя. При α > 30° в кривой URн(t) появятся отрицательные участки, а при α = π U0вып = 0.

3. СГЛАЖИВАЮЩИЕ ФИЛЬТРЫ

Анализ работы рассмотренных схем выпрямителей показал, что на- пряжение на их выходе не постоянное, а пульсирующее. Применять такое напряжение непосредственно для питания электронных устройств нельзя. Существенно снизить уровень пульсаций позволяют сглаживающие фильт- ры. В основу их построения положено применение реактивных элементов индуктивностей и емкостей.

Пульсирующее напряжение на выходе выпрямителей всегда описыва- ется периодической функцией. Разложение такой функции в ряд Фурье со- держит постоянную составляющую (среднее значение выпрямленного на- пряжения) и совокупность гармоник. Идеальный сглаживающий фильтр должен беспрепятственно пропускать в нагрузку постоянную составляю- щую и не пропускать гармоники пульсаций. Для решения этой задачи и используются свойства реактивных элементов.

X c = 1/ ω C

148

Известно, что сопротивление индуктивности X L = ωL пропорцио-

нально частоте. Это значит, что для постоянной составляющей сопротивле- ние идеальной индуктивности равно нулю, а для гармоник оно тем больше, чем выше номер гармоники. Поэтому индуктивность полезно включать по- следовательно нагрузке (рис. 27.8, а).

Сопротивление емкости обратно пропорционально часто-

те. Для постоянной составляющей это сопротивление бесконечно велико, а для гармоник мало, и тем меньше, чем выше номер гармоники. Поэтому ем- кость полезно включать параллельно нагрузке (рис. 27.8, б). Для повышения качества фильтрации применяются комбинированные LC фильтры, напри- мер, как на рис. 27.8, в.

Количественной оценкой качества сглаживающих фильтров является коэффициент сглаживания S, определяемый отношением коэффициентов пульсации на входе и выходе фильтра:

S =

Кп.вх

=

Um.п.1 U0.н

,

(27.16)

Кп.вых

 

 

Um.п.н U0.вып

 

где Um.п.н амплитудное значение первой гармоники пульсаций в нагрузке (на выходе фильтра), U0.н среднее напряжение в нагрузке.

Рассмотрим принцип работы простейшего емкостного фильтра, сгла- живающего пульсации однополупериодного выпрямителя (рис. 27.9, а).

149

Собственно выпрямитель (диод D и сопротивление RH) формирует пульсации напряжения с периодом Тп и амплитудным значением Um (пунк- тир на рис. 27.9, б). При включении емкостного фильтра форма выходного напряжения изменяется (сплошная линия на графике рис. 27.9, б). Рассмот- рим процесс формирования напряжения на выходе фильтра подробнее.

2 U

Сопротивление емкости переменному току значительно меньше со-

противления нагрузки X Сф << RH , потому прямой ток диода на интервале пульсации протекает через конденсатор Сф, заряжая его до напряжения, близкого к Um. При уменьшении напряжения пульсации диод закрывается. Его сопротивление становится значительно больше RH. Поэтому емкость Сф начинает разряжаться через RH, а напряжение на ее обкладках уменьшается по экспоненциальному закону:

 

 

 

t

 

 

uCф (t) = uRH (t) = Um

 

 

,

exp

 

 

 

 

 

τ ф

 

где τ ф = Cф RH [C] - постоянная фильтра.

В конце периода пульсаций, когда t =Tп, напряжение на выходе фильт- ра станет равным

 

 

 

T

uСф (t = Тп ) = Um

 

 

п

 

exp

τ

 

.

 

 

 

ф

150

Разность Um – uCф(Тп) = 2·!U определяет амплитудное значение пуль- саций на выходе фильтра, причем,

 

 

 

 

 

T

 

2 U = Um

uСф

 

 

п

 

(Tп ) = Um 1− exp

τ ф

.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Очевидно, что, чем больше τф, тем меньше амплитуда пульсаций !U.

Реальные фильтры имеют τ ф ≥ 100 Тп . При малом значении показателя экс-

поненты разность

 

 

 

T

 

T

1 − exp

п

п

,

 

 

 

 

 

τ ф

 

τ ф

 

 

 

 

 

 

 

поэтому

2U Um Tп .

τф

Среднее значение напряжения на выходе фильтра (на нагрузке) опре-

делим как разность Um

 

U , т.е.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

T

 

 

U

 

 

= U

 

U = U

1−

п

 

(27.17)

0.

н

m

 

 

 

 

m

 

.

 

 

 

 

 

 

 

2τ ф

 

Таким образом, рис. 27.9, б и полученные выражения показывают, что величина пульсаций на выходе фильтра уменьшилась до значения 2 U. Час-

тота пульсаций осталась прежней Fп = 1/ Tп . Поэтому огибающая выходного напряжения теперь совпадает максимумами с первой гармоникой пульсаций в нагрузке. Значит, Um.п.н = U , а коэффициент пульсаций на выходе фильт-

ра определится выражением:

 

U m.п.н

 

 

U

 

 

T

 

 

 

T

 

Kп.вых =

1

=

 

 

=

 

п

 

 

п

.

(27.18)

U0.н

U0.н

 

 

T

 

 

 

 

 

 

 

2τ ф

 

 

 

 

 

 

 

2τ

1 −

п

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

ф

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

2τ ф