Lektsionnye_materialy_osen_2013 (1) / 26 Двухтактные и мостовые оконечные каскады усиления
.doc26 Двухтактные каскады усиления мощности
К достоинствам усилителей этого типа также относится то, что в них возможно применение экономичных режимов работы УП, например, режимов В и АВ. СПХ усилителей этого типа имеет симметричный характер (график СПХ имеет центральную симметрию относительно ИРТ), в результате чего в усилителях этого типа коэффициент гармоник имеет пониженный уровень из-за низкого уровня четных гармоник. Кроме того в двухтактных каскадах в малой степени проявляются эффекты «сползания» ИРТ и сигнального последействия.
При двухтактном построении схема усилителя мощности включает в себя два параллельно работающих канала с взаимно противоположным (комплементарным) направлением сигнальных изменений. Указанная комплементарность достигается за счет применения на входе УМ фазоинвертора (ФИ) ) (например, трансформатора с двумя встречно включенными выходными обмотками) и двух идентичных каналов «+» (рисунок 3а) или же благодаря использованию в каналах транзисторов с взаимно противоположным типом проводимости (рисунок 3б) (например, биполярных транзисторов n-p-n и p-n-p).
Рисунок 3. Принцип работы двухтактного каскада
Результаты усиления сигнала в каждом канале объединяются или с помощью устройства вычитания «–» (рисунок 3а) или с помощью сумматора «+» (рисунок 3б). Последнему решению в настоящее время отдают предпочтение, так как при нем можно обойтись без привлечения фазоинвертора и схемы вычитания, в результате чего схема УМ оказывается наипростейшей. Пример такого схемного решения приведен на рисунке 4.
Рисунок 4. Пример двухтактного каскада на комплементарных транзисторах
Верхний канал схемы, выполненный на транзисторе VT1, обеспечивает передачу положительных сигнальных изменений, нижний на транзисторе VT2 – отрицательных. Оба канала организованы как повторители напряжения (каскады ОК), при этом резисторы R1, R2 совместно с диодами VD1, VD2 играю роль токозадающего базового делителя, который совместно с источниками питания задают падение напряжения на диодах, и тем самым определяют положение ИРТ в транзисторах и, соответственно, их режим работы. Для обеспечения режима АВ это напряжение обычно должно находиться в пределах 1,2…1,3 В (в предположении, что начальный участок СПХ для каждого транзистора начинается с 0,60…0,65 В). В этих условиях при идентичных по СПХ транзисторах и одинаковых сопротивлениях резисторов (когда R1= R2) потенциал точки а равен половине от питающего напряжения Еп. Входной сигнал вводится в базовые цепи транзисторов VT1 и VT2 через прямо смещенные диоды. Динамическое сопротивление этих диодов мало, в результате потери сигнального напряжения на диодах пренебрежимо малы.
Обычно рассмотренное схемное построение по рисунку 4 связано с выходом предшествующего каскада по принципу непосредственной (кондуктивной) связи, как это показано на рисунке 5, где в качестве выходного каскада предварительного усиления использована схема ОЭ на транзисторе VT3 р-п-р типа. Применение в схеме транзистора такого типа обеспечивает возможность присоединение одного из зажимов нагрузки Rн к точке нулевого потенциала, что в ряде случаев является необходимым условием безопасной работы УМ.
Рисунок 5. Связь выходного каскада с предварительным
В схеме на рисунке 5 присутствует петля ООС, действующая как на постоянном, так и переменном токе. Петля ООС замыкается через базовый делитель R3, R4. Благодаря этой петле обеспечивается как повышенная стабильность и определенность режимов работы схемы на постоянном токе, так и пониженный уровень нелинейных искажений.
К недостаткам схемных построений на рисунках 4 и 5 следует отнести то, что из-за не превосходящих единицу коэффициентов передачи каскадов ОК, сигнальное напряжение на их входах транзисторов VT1 и VT2 должно быть не ниже выходного uвых. Вследствие этого полное использование рабочей области транзисторов VT1 и VT2 и, соответственно, получение от УМ максимальной сигнальной мощности, требует от каскадов предварительного усиления формирование сигнальных изменений с размахом не ниже, чем напряжение источника питания Еп. Данное обстоятельство вызывает трудности при организации питания предшествующего усилительного звена. Преодоление указанной трудности обычно достигается за счет питания каскада предварительного усиления от источника с повышенным напряжением или же за счет применения при питании указанного каскада принципа вольтдобавки. Схема, реализующая указанный принцип приведена на рисунке 6. В этой схеме в качестве напряжения питания Епр предварительного каскада выступает сумма напряжения питания Еп и текущего сигнального напряжения uвых на нагрузке Rн, т. е. Епр = Е + uвых, в результате чего предельная величина выходного напряжения в каскаде на транзисторе VT3 может приближаться к значению, равному 2Еп.
Рисунок 6. Повышение напряжения питания предварительного каскада
Мостовые схемы УМ
В ряде случаев при невысоком значении питающего напряжения Еп возникают трудности при формировании с помощью УМ высоких значений сигнальной мощности. Так, например, в автомобильных аудиосистемах даже при использовании низкоомных динамиков с сопротивлением Rн = 4 ОМ максимальная выходная мощность в безтрансформаторном УМ не может превысить значения 8…9 Вт. Связано это с тем, что напряжение аккумуляторной батареи составляет 12 В. В результате чего амплитуда сигнального напряжения не может превысить предел 6 В.
Предельно достижимое значение амплитуды сигнала можно повысить в два раза, если второй зажим сопротивления нагрузки Rн присоединить не как было ранее в к точке нулевого потенциала, а к выходу дополнительного УМ-2, сигнальное напряжения которого, находится в противофазе по отношению к УМ-1 (рисунок 7).
Рисунок 7. Принцип мостового усилителя
В результате сигнальное напряжение на нагрузке Rн удваивается и выходная мощность увеличивается в четыре раза. Усилители УМ-1 и УМ-2 имеют идентичное построение и свойства, например, такое же – как на рисунке 6. Взаимная противофазность сигнальных изменений в УМ-1 и УМ-2 обычно достигается за счет включения на их входах фазоинвертора, как это отражено на рисунке 7.