книги / Справочник по микроэлектронной импульсной технике
..pdfДелители частоты на ИЛЭ ТТЛ с времязадающими R C - ц е и я м и
Принципиальные схемы делителей частоты на ИЛЭ И—НЕ и ИЛИ—НЕ ТТЛ на основе заторможенных генераторов с резистивно-емкостной и двухпетлевой обратными
связами изображены на рис. 7.10, а, в и рис. 7.11. Режим деления частоты в таких гене |
||
раторах осуществляется при условии, |
если период входного (синхронизирующего) Ha- |
|
пряжения меньше длительности их собственных колебаний. |
|
|
Принцип работы таких делителей |
рассмотрим на примере делителя на рис |
Т. 1 0 , в |
с учетом временных диаграмм напряжений на рис. 7.23. Если в начальный |
момент |
времени на выходе ИЛЭ DD1.1 делителя под воз |
|
|
|
|||||||||||||
действием |
входного |
импульса |
установилось |
на |
|
|
|
|||||||||
пряжение |
с высоким |
логическим |
уровнем ( £ /вых1 |
|
|
|
||||||||||
при / = t± на рис. 7.23), то при t > |
tx конденсатор С |
|
|
|
||||||||||||
заряжается через выход ИЛЭ DD1,1 и резистор /?, а |
|
|
|
|||||||||||||
входное напряжение 0 вх2 ИЛЭ DD1.2 экспоненци |
|
|
|
|||||||||||||
ально уменьшается с постоянной времени т от U, |
|
|
|
|||||||||||||
стремясь к 0. Входные импульсы отрицательной по |
|
|
|
|||||||||||||
лярности |
с |
периодом |
следования |
Тв |
и |
длитель- |
|
|
|
|||||||
ностью /и вх |
не |
оказывают |
воздействия |
на генера- |
|
|
|
|||||||||
тор до тех пор, |
пока |
напряжение |
(JBx2 |
через вре- |
|
|
|
|||||||||
мя |
t0 не достигнет |
порогового |
значения |
U^ пере- |
|
|
|
|||||||||
ключения ИЛЭ И - НЕ (в соответствии |
с принятой |
|
|
|
||||||||||||
на рис. 7.1, б аппроксимацией передаточной харак |
|
|
|
|||||||||||||
теристики |
элемента). |
При |
UBx2 > |
Uln |
логические |
|
|
|
||||||||
элементы |
генератора |
переключаются (t = |
/2), а че |
|
|
(t = ts). |
||||||||||
рез |
время |
tH очередной |
входной импульс возвращает их в исходные состояния |
|||||||||||||
При tu > |
tQ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
t0 = |
(R + |
R[blx)C\n |
4 ы х * + 4 х ( к п 0 |
(« + |
0 |
(7.81) |
|||||||
а в соответствии с |
принципом |
работы делителя |
|
|
|
|||||||||||
где п — коэффициент деления. |
|
U = nTBX— /0, |
|
|
(7.82) |
|||||||||||
|
|
|
|
/в, согласно соотношениям (7.62) и при |
||||||||||||
|
Для нормальной работы делителя при tH> |
|||||||||||||||
абсолютно стабильном |
периоде следования |
входных импульсов |
Твх, необходимо выпол |
|||||||||||||
нить одно |
из условий: |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
*и .в х + ( л — 0 Т в х < *0 ± Д *0 < п Т в к — V » |
|
|||||||||
|
|
|
|
|
Сох + |
(л - |
0 |
ТВХ< |
'о (1 ± |
в*о) < |
пТах - |
tB\ |
(7,83) |
|||
|
|
|
|
* /2 (пГпх - |
/в) < to (I ± |
« « < |
v 2 [(Я - |
I) Твх + ^ в х 1- |
|
|||||||
где tB— время |
восстановления |
исходного |
состояния в заторможенном генераторе, оп |
|||||||||||||
ределяемое |
выражением |
(7.41). |
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
, |
Несколько лучшими показателями при работе в режиме деления частоты отличается |
заторможенный генератор на ИЛЭ ТТЛ с двухпетлевой обратной связью (см. рис. 7.11). У него меньшее время восстановления исходного^ состояния tB, определяемое выраже нием (7.46), и лучшая стабильность формирования временного интервала /0*
Делители частоты на ИЛЭ ТТЛ с перезарядом конденсатора ВЗЦ
Делители частоты на основе заторможенных генераторов на ИЛЭ И—НЕ и ИЛИ— НЕ ТТЛ с перезарядом конденсатора ВЗЦ отличаются высокой стабильностью форми рования временного интервала и малым временем восстановления, определяемым вы ражением (7.51). Принцип работы таких делителей и основные расчетные соотношения соответствуют заторможенным мультивибраторам (см. рис. 7.12, а, г) при Гвх < /и, где
181
/и __ длительность выходных импульсов мультивибраторов. Для нормальной работа делителей с заданным коэффициентом деления и периодом следования входных импуль сов необходимо выполнить условия (7.83).
Принципиальная схема делителя частоты на ИЛЭ И—НЕ ТТЛ с перезарядом кон денсатора ВЗЦ по структурной схеме на рис. 7.17, в показана на рис. 7.24, а. Работу делителя рассмотрим на примере гармонического (синусоидального) входного синхро низирующего напряжения (ивх на рис. 7.24, б). Используем синхронизацию положитель ной полуволной гармонического напряжения, так как зоны синхронизации в этом слу чае шире, чем при синхронизации отрицательной полуволной.
Синхронизирующие импульсы гармонического напряжения подаются на вход син хронного /^-триггера с прямыми входами на ИЛЭ D D l.l, DDJ.2, DDI.3 и DD1.4. Диод VD5 ограничивает отрицательную полуволну входного синусоидального напряжения* что предохраняет входы ИЛЭ DD1.3 и DD1.4 от воздействия отрицательного напряжения (см. UhXmin в табл. 7.1). На информационные входы триггера через инверторы DD1.5
и DD1.6 и защитные диоды VD3 и VD4 по даются времязадающие напряжения с об кладок конденсатора С, формируемые в процессе перезаряда конденсатора в пря мом (обратном) направлении через выход ИЛЭ DDl.l (DDJ.2), открытый диод VD1
(VD2), резистор R 1 (R2) и источник за рядного напряжения — Ез1 (—£ з2).
| м м ю т
1- w — t r i g — — - к '
м \ - \ — 1— |
^ |
I |
&сп/ |
- & |
- 4 |
____ ' |
|
— |
t r ^ — 4 |
ч |
|
t a f |
|
t u z |
|
|
tzU g |
u t |
|
|
Рис. |
7.24 |
|
Триггер переключается под воздействием положительной полуволны синхроимпуль
сов (/ = |
tlt t = tSt t = |
/ 4 на рис. 7.24, б) через время /доп после достижения времязадаю- |
||
щим напряжением, изменяющимся по экспоненциальному закону от U до — £ 3> поро |
||||
гового значения переключения триггера |
(t = t2), В соответствии |
с принятой на |
||
рис. 7.8, |
в аппроксимацией передаточной характеристики ИЛЭ ТТЛ с диодом на входе |
|||
v \ - u D. |
|
|
|
|
При принятых на рис. 7.24, б обозначениях |
|
|||
|
^и1 |
^^ВХ» ^и2 Л2^вх*» |
^ — (ni + я2) Твх — яТ'вх* |
(7.84) |
Если параметры входного напряжения и ВЗЦ выбраны таким образом, что конден |
||||
сатор С за время /доп успевает перезарядиться до значения £/°х + 2UDt |
то открывается |
демпфирующий диод на входе ИЛЭ ТТЛ и перезаряд конденсатора прекращается. При указанных условиях длительности временных интервалов / 0 и h определяются аналогич но длительности выходных импульсов заторможенного мультивибратора на ИЛЭ ТТЛ с перезарядом конденсатора ВЗЦ (см. рис. 7.12, а)
t0 & RjC In 2£вых + |
£ з | - ^ 0 . t i ^ R ^ C nl |
2Ejux + E32- U D |
(7.85) |
||
£ 3i + |
Un — UD |
Ei2 + Uln - U D |
Для устойчивой работы делителя с заданным коэффициентом деления п при абсо
лютно стабильном периоде входного синхронизирующего гармонического напряжения необходимо выполнить условия:
(* — ') Т вх + T BJ 2 — Р в х М arcsin |
< ‘х ± А'х < k T BX\ |
182
V1 1) Твх + |
(^вх^я ) arcsin (Uh/Um) ^ |
tx (1 £ |
б/х) ^ |
kTbXJ |
|
|
т т „ ) < Ы |
1 ± »W < V, [(ft — 1) Т'вх + |
—f 5----------- |
arcsin |
(7.86) |
||
J ; |
||||||
|
^0 Н" ^доп1 ^ |
Л1^вх» |
1 |
|
|
|
|
^1 “Ь ^ДОП2 ^ |
Л2^ВХ» |
1 |
|
(7.87) |
|
|
^и! ^ ^в> ^и2 ^ |
^в» |
J |
|
|
I |
i |
Ч ^ |
1 I t |
^ ---------------_ |
1 ------ |
4 — > 4 — |
|
_* _____| |
_ И |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
I |
I |
t.1 |
~!t/)nn |
|
где |
tx |
= t0, |
f x = |
/о = |
ll2t0 |
при |
k = |
я2; |
и |
|
т |
|
||
** — *1» lx — fi — 1Utx |
при |
k = л2; /доп1 |
= |
|
|
I |
I |
|||||||
= R XC |
In [(£„ + ( / ' - £ / |
c)/(£3l - |
t/д)], * J . |
|
|
|
|
|||||||
W |
= |
*«C |
In [ ( ^ |
+ |
t/> - |
UD )/(Es2 - M |
I |
|
|
•Ли. |
||||
— |
|
*B определяется по формуле |
(7.51). |
I |
|
|
||||||||
|
|
|
|
|||||||||||
|
Коэффициенты |
деления |
импульсных де |
6 |
6 |
|
Uts |
|||||||
лителей |
частоты на ИЛЭ ТТЛ |
с ВЗЦ на ос |
|
|||||||||||
нове |
заторможенных |
и |
автоколебательных |
Рис. |
7.25 |
|
|
|||||||
мультивибраторов |
ограничены |
сопротивле |
|
|
|
|
ниями времязадающих резисторов ВЗЦ из-за больших входных вытекающих токов эле ментов ТТЛ. Для получения больших коэффициентов деления п делители следует выпол нять на основе ГИБС. Принципиальная схема такого делителя на ИЛЭ И—НЕ, построен ного в соответствии со структурной схемой на рис. 7.18, в, изображена на рис. 7.25, а. Временные диаграммы показаны на рис. 7.25, б. В состав делителя входят: логические элементы И—НЕ DD1.1 и DD1.2 (первый триггер); DDL3 и DD1.4 (второй триггер), включенные по схеме /^три ггера с инверсными входами; ВЗЦ с перезарядом конден сатора С, подключенная к выходам первого триггера; трехвходовой элемент совпадения (ИЛЭ DD1.5). Управляющие сигналы с выходов ВЗЦ переключают триггеры по одному из входов. По другим вводам оба триггера переключаются управляющим сигналом с вы хода элемента DDI.5 на вхоАы которого подаются выходные напряжения с выходов
триггеров и входные синхронизирующие импульсы.
Входные синхронизирующие импульсы не воздействуют на генератор до тех пор, пока не произойдет последовательный перезаряд конденсатора С сначала в прямом (за время /0), а затем в обратном (за время tj) направлениях, что и определяет коэффициент деления п делителя и период следования его выходных импульсов Т,
При принятых на Рис. 7.25, б обозначениях |
|
|
Т — пТвх\ /и = |
— 'о - * ! ’ |
(7.88) |
При работе делитеЛ* в реЖиме больших коэффициентов деления легко выполняются
)ГЛ1Я |
R0 > R1 7^, 7?з ^ го Тогда с учетом ^ермул (7.25) и (7.50) для длитоль- |
усЛОВI |
|
183
ностей автоколебательного и заторможенного мультивибраторов на ИЛЭ ТТЛ с переза» рядом конденсатора ВЗЦ
*о = |
R,C In 2EL* + E » - U D . |
tt = |
2 £ вых + E3 + Uln — Up |
||
R2C In |
(7.89) |
||||
|
U \ - U D + E3 |
* |
|
Uln - U D + E3 |
|
Выражения (7.89) справедливы при выполнении условия (рис. 7.25, б) пТях — t„ ~ |
|||||
~ h > |
/доп, где *доп = R2C In |
((£ , |
+ |
Uln - Un)/(E3 - UD)]. |
|
Для обеспечения работы делителя на основе ГИБС с заданным |
коэффициентом де |
ления п и при абсолютно стабильном периоде следования входных импульсов необходи мо, чтобы интервал / 0 + U лежал в пределах от (п — 1) Тъх + /н вх до пТъх.
Основным преимуществом делителя частоты на основе ГИБС является возможность получения больших коэффициентов деления п при высокой скважности выходных импуль сов делителя. Однако для нормальной его работы с большими п необходимо выполнить более жесткие условия, чем для делителей на основе заторможенных мультивибраторов.
8 . МЕТОДЫ СТАБИЛИЗАЦИИ ИМПУЛЬСНЫХ УСТРОЙСТВ НА ИЛЭ ТТЛ
Диодная компенсация нестабильности импульсных устройств на ИЛЭ ТТЛ
Выходные напряжения ИЛЭ ТТЛ А£/вых = £/вых — £/ВЬ1Я соизмеримы с величиной UD (см. табл. 7.1), сильно зависящей от температуры. Так, например, изменение темпе ратуры окружающей среды на 1 °С приводит к изменению UD на 0,1 В. Поэтому, при
меняя в качестве ВЗЦ /?С-цепи с управляющими диодами для уменьшения дестабили зирующего воздействия температуры на временные параметры ИУ на ИЛЭ ТТЛ, следует проводить диодную компенсацию нестабильности.
В мультивибраторе на ИЛЭ ТТЛ с перезарядом конденсатора ВЗЦ (см. рис. 7.7, д), например, такой компенсации следует подвергнуть диоды VD1 и VD2, обеспечивающие перезаряд конденсатора С, и защитные диоды VD3 и VD4, предохраняющие входы ИЛЭ
от перенапряжения. Для этого необходимо включить один или несколько дополнитель ных диодов таким образом, чтобы они компенсировали температурные изменения вели чин UD диодов VDJ, VD2, VD3 и VD4.
На рис. 7.26, а показана одна из возможных схем включения компенсирующего диода VD5. Резистор R3 и источник отрицательного напряжения — Е обеспечивают по стоянное смещение диода VD5 в прямом направлении. С учетом дополнительной компен сирующей резисторно-диодной цепи выражение (7.35) при £ 3 = 0 для длительностей вы ходных импульсов мультивибратора преобразуется к виду
tn = (R + rD || Rs) С In |
~ U 'n - U D + UD ( \ - r D/R3) |
|
|
U'n - U D + UD ( l - r D/R3) |
|
||
|
|
|
|
При выполнении |
условия R3 > |
rD |
|
где i = RlC = R £ ; |
ta = |
т In 1 (2 — v)/v), |
(7.90) |
у -=U]jEЛых. |
|
|
184
Если для расширения допустимых пределов сопротивления времязадающих рези сторов и уменьшения дестабилизирующего влияния пороговых и выходных напряжена»! ИЛЭ в мультивибратор с перезарядом конденсатора ВЗЦ необходимо ввести дополни тельное зарядное напряжение — Е3, то возможное включение компенсирующей резистор но-диодной цепи показано на рис. 7.26, б. В этом случае согласно выражениям (7.35)
|
|
= [R + |
((# 4 1| Rb) + |
|
|
|
|
|
+ rD) || R3]C In |
2£вы »-^ п -< /р + |
g3(l + A) + |
AE + t/D(l - |
B - A ) |
||||
|
Ul„ — UD + E3(l + A) + AE + UD( l - B - A ) |
|
||||||
|
|
|
||||||
где зарядное напряжение — E3 формируется из источника напряжения отрицательной |
||||||||
полярности — Е резисторным делителем |
R4, |
R5, т. |
е. |
Е3 = ERJ(RA + |
Rb): А = |
|||
= Ri II RbKRi II Rb + |
Rs + |
rD); в = rD!(RA|| Rb+ R 3 + |
r). |
|
|
|||
При выполнении условий (R4 1| Rb) < |
R 3, |
(R t II Rb) » |
r D |
|
|
|||
|
|
/B==T ln[(2-Y + |
m)/(Y + |
m)]> |
|
(7.91) |
||
где T = c ( t f i + |
+ |
) = C ( /? 2 + /? 4 + |
я 5 ) ; |
V = U'n/ELx’ |
m = |
E*/£ Lx- |
Таким образом, как следует из формул (7.90) и (7.91), длительности импульсов мультивибраторов на ИЛЭ ТТЛ с перезарядом конденсатора ВЗЦ с дополнительным зарядным напряжением и без него, при принятых условиях, практически не зависят от изменений обратных напряжений диодов UD. Причем, чем в большей степени выпол
няются принятые условия, тем в большей степени компенсирующие диодно-резисторные цепи обеспечивают стабилизацию временных параметров мультивибраторов.
Общей методикой проведения диодной компенсации нестабильности в ИУ может быть следующая. Длительность временного интервала, формируемого в процессе накоп ления заряда емкостью конденсатора ВЗЦ с управляющими диодами, в общем случае определяется выражением
4 = X In [ивх (0) + pUD — ивх (оо))/[ивх (/„) + sUD— иох (оо)], |
(7.92) |
|
где т — постоянная времени заряда емкости; ивх (0 ), |
ивх (/„), ивх (оо) — значения |
|
времязадающего напряжения начальное, в момент окончания формирования |
предель |
ное асимптотическое; р — количество диодов, обеспечивающих работу ВЗЦ и влияю
щих на |
ивх (0 ); s — количество таких же диодов, влияющих на ивх (/„). |
|
|
При |
введении дополнительных диодов выражение (7.92) записывается в виде |
||
|
“ вх (°) + Ри D — “ ох ( ° ° ) + |
Ви Р |
(7.93) |
|
“ вх «и) + SUD — «вх (со) + |
hUD |
|
|
|
откуда следует, что при определенных сочетаниях коэффициентовР, st g n h длительность *и не зависит от UD с точностью до разности характеристик диодов (последнюю можно
сделать минимальной при единой технологии изготовления интегральных р-п-перехо дов). Коэффициенты или способы включения дополнительных диодов подбираются в каж дом конкретном случае по-разному. Общим для всех случаев может служить следующий подбор: обеспечивается первое условие р = st а затем выполняется условие р = s = = | — g | = | — Л |, т. е. сначала обеспечивается пропорциональное изменение величин и вх -(0 ) и ивх (*и) П°Д воздействием дестабилизирующих факторов, а потом вводится до
полнительное дестабилизирующее воздействие с тем же коэффициентом пропорциональ ности на предельное значение времязадающего напряжения ывх (оо). Так выполняется
диодная компенсация нестабильности в заторможенных мультивибраторах, генераторах импульсов большой скважности, многофазных генераторах, делителях частоты и в дру гих ИУ на ИМС.
Стабилизация импульсных устройств на ИЛЭ ТТЛ с помощью транзисторных времязадающих устройств
Для оптимизации параметров ВЗЦ, например мультивибратора на ИЛЭ ТТЛ с пе резарядом конденсатора, используются ВЗУ с транзисторными компараторами (рис. 7.27, а). В отличие от аналогичного мультивибратора на рис. 7.8, а, где роль
185
компаратора (СС или нуль-органа) выполняют сами логические элементы, сравнивающие времязадающие напряжения с пороговым напряжением переключения ИЛЭ, в мульти вибраторе с транзисторным ВЗУ функцию сравнения времязадающего и опорного напряжения Uon = уЕ, где 0 < у < 1, выполняют переходы база—эмиттер биполярных транзисторов VT1 и VT2.
Мультивибратор на ИЛЭ переключается при равенстве времязадающего напряже ния на одной из обкладок конденсатора С/, формируемого в процессе его перезаряда через резистор /?/ или R2, диод VD1 или VD2, выход ИЛЭ DD1.1 или DD1.2, источник заряд ного напряжения — Е3 и опорного напряжения уЕ после отпирания одного из транзи
сторов VTJ или VT2. Отпирание транзистора эквивалентно подаче нулевого управляющего сигнала на один из входов ^5-триггера с инверсными входами на ИЛЭ DD1.1 и
Без учета падений напряжения на смещенных в прямом направлении диодах и пере ходах база—эмиттер управляющих транзисторов длительность выходных импульсов мультивибратора определяется по формуле
/и = |
RC In 2E L - у£ + £ з |
(7.94) |
|
|
уЕ + Е3 |
|
|
откуда при £ 3 = 0 tH= т In (2 |
— y)/yt где т = |
RXC = |
R2C, т. е. длительности |
и / Н2 ПРИпринятых условиях не зависят от £вЫХ, |
и Е — источника питания микро |
схем ТТЛ.
Опорное напряжение уЕ формируется двумя способами: из напряжения источник^
питания микросхем Е или из выходного напряжения ИЛЭ в единичное состояние |
Eohlx |
с помощью резисторного делителя R1R2 (рис. 7.27, б) с коэффициентом деления у |
Ry |
186
Wi + Я2). Как следует из формулы (7.94), второй способ формирования опорного напря* жения у^вых лУчше» так как длительности выходных импульсо в при этом меньше под
вержены дестабилизирующему воздействию напряжений. Возможность изменять коэф фициент у, например путем изменения сопротивления резистора R2 (рис. 7.27, б), позво ляет подбирать такие значения опорного напряжения уЕ, при которых относительная нестабильность длительностей выходных импульсов минимальна, а эффективность муль тивибратора максимальная, т. е. оптимизировать параметры ВЗУ (см. табл. 3.3.).
Времязадающее устройство с транзисторными компараторами можно использовать при построении всех других ИУ на ИЛЭ ТТЛ. При этом возможно применение других видов ВЗЦ. Например, двухфазный генератор импульсов на ИЛЭ И—НЕ ТТЛ с транвисторными ВЗУ строится в соответствии с принципиальной схемой на рис. 7.28. От личается такой генератор от аналогичного генератора с ВЗЦ без управляющих транзи сторов (см. рис. 7.16, а) отсутствием допустимого интервала времени (доп (см. рис. 7.17, б),
что расширяет диапазон получаемых фазовых соотношений, наряду с простотой расчета генератора.
Расчетные соотношения двухфазного генератора (рис. 7.28) с диодной компенсацией определяются в соответствии с выражениями (7.58), где
?12 |
5=8 RiCi |
In 1(2 — У1УУ1]; |
^23 = |
^ 2^2 In [(2 УгУУг)! |
,7 gg* |
*84 |
= RtCi |
In [(2 - y j / y j ; |
tA5 = |
Я4С2 In [(2 — y2)/y2]. |
|
Выражения (7.95) справедливы при использовании резисторных делителей по схеме на рис. 7.27, б в качестве формирователей опорных напряжений V i^^x и Уг^вых* Так
как при использовании транзисторных ВЗУ управляющие напряжения на коллекторах транзисторов имеют почти прямоугольную форму, то построение зон синхронизации де лителей частоты на ИЛЭ с такими ВЗУ и их расчет производятся по методике, изложен ной для делителей с почти прямоугольной формой ВЗН. При выборе коэффициентов у в ИУ на ИЛЭ ТТЛ с транзисторными ВЗУ следует помнить, что для нормальной работо способности таких устройств напряжение на коллекторах управляющих транзисторов
должно быть меньше порогового напряжения и пх переключения ИЛЭ ТТЛ.
Стабилизация импульсных устройств на ИЛЭ ТТЛ с помощью резисторных
отрицательных обратных связей
Нестабильности длительностей временных интервалов ИУ на ИЛЭ ТТЛ, вызванные флуктуациями пороговых входных и выходных напряжений логических элементов, зна чительно снижаются при включении в устройства инверторов на ИЛЭ ТТЛ, охваченных резисторной отрицательной обратной связью по постоянному току [17].
Выходное напряжение инвертора на ИЛЭ ТТЛ, охваченного такой обратной связью (рис. 7.29, а и б), определяется из эквивалентной схемы (рис. 7.29, в)
|
|
"в ы х = |
{£о°ых + |
- |
/ „1 [ К |
II t f 2) |
II № + О п / о + * Р ) > |
(7 -9 6 ) |
||
где К — коэффициент усиления ИЛЭ в активном режиме |
|
|||||||||
его |
работы; |
р = |
R2/(ki + R2) —- коэффициент |
передачи |
|
|||||
звена |
обратной связи. |
|
К $=* 8 ... 10 |
(см. табл. 7.1), |
|
|||||
|
Так как |
для |
ИЛЭ ТТЛ |
|
||||||
то, выбирая соответствующим образом коэффициент (3, лег |
|
|||||||||
ко обеспечить условия: /(Р > |
1, Е®ых ^ |
^ 1 |
^ ^вых» |
|
||||||
^ 2 |
^ |
Я*ых. |
Ri |
Я*х, |
R2 С |
#вх» |
7вх RiRzW i “Ь ^ 2) ^ |
|
||
< |
U]nK. Тогда согласно |
выражению (7.96) |
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
= |
|
|
(7.97) |
|
где |
/V = 1/р = (Rx+ R2)/R2. |
|
|
|
|
|
||||
|
Таким образом, выходное напряжение ИЛЭ ТТЛ, |
|
||||||||
охваченного |
резисторном отрицательной обратной связью, |
|
||||||||
пропорционально его входному пороговому напряжению. |
|
187
Рассмотрим, например, стабилизацию длительности выходных импульсов затормо женного мультивибратора на ИЛЭ И—НЕ ТТЛ с перезарядом конденсатора ВЗЦ (см. рис. 7.12, а). Для предотвращения перенапряжения по входам логических элемен тов в таком мультивибраторе необходим защитный диод VD2, поэтому ИЛЭ DD1.2, согласно принятой на рис. 7.8, в аппроксимации передаточной характеристики ИЛЭ
ТТЛ с диодом на входе, переключается при входном напряжении Ulul = U^ — UD.
Для обеспечения стабилизации длительности выходных импульсов мультивибратора используются инверторы на ИЛЭ DDLS и DD1.4 с диодами VD5 и VD6 на входах, охва ченных резисторной обратной связью (рис. 7.30, а). В исходном состоянии на выходах ИЛЭ DD1.1 и DD1.2 низкий и высокий логические уровни напряжений соответственно. Диод VD3 закрыт, а диод VD4 открыт. Выходное напряжение ИЛЭ DD1.3 с диодом VD5 на входе и цепью отрицательной обратной связи на резисторах R2 и R3, в соответ
ствии с формулой (7.97), и 1вш3 = (£7* — UD5) (Я2 + ЯзУЯг* На выходе ИЛЭ DDIA,
жения UlBblx3. При поступлении входного запускающего импульса отрицательной по лярности мультивибратор изменяет свое состояние на противоположное, а выходные напряжения ИЛЭ DD1.3 и DD1.4 U°Bblx3 = 0, U ^ yA = (Uln - UD6)(Rt + Rs)/Rb.
Возвращение мультивибратора в исходное состояние происходит под воздействием времязадающего напряжения, экспоненциально изменяющегося с постоянной времени т & RXC от(£/зЫх3+ ^ ЫХ4) ДО 0 в процессе перезаряда конденсатора С через выходы
ИЛЭ DD1.3, DD.1.4 и резистор RJ. Длительность сформированного таким образом им пульса при идентичности характеристик диодов VD2, VD5, VD6 и пороговых напряжений ИЛЭ DD1.2, DDL3, DD1.4
1И= R,C In {(t/J - |
UD) [(/?2 + R3)/R3+ |
(R, + Rb)/R6)/(Uln - |
U D)) . |
(7.98) |
|
При (R2+ Я3)/Я3 = (Я4 + |
Rb)/Rb = N согласно |
выражению |
(7.98) |
tH= R±C In 2Ы. |
|
Таким образом, при принятых условиях длительность выходных импульсов |
затормо |
||||
женного мультивибратора |
со стабилизирующими отрицательными резисторными об |
||||
ратными связями не зависит от изменений пороговых входных |
и выходных |
напряже- |
|||
ний ИЛЭ. |
|
|
|
|
|
Для обеспечения стабилизации частоты следования выходных импульсов автоколе бательного мультивибратора на ИЛЭ ТТЛ с перезарядом конденсатора ВЗЦ следует воспользоваться принципиальной схемой мультивибратора, показанной на рис. 7.30, б.
Длительность |
выходных |
импульсов такого мультивибратора tH= RC In (2УУ _ |
’h |
где N = (Я3 + |
Я4)/Я4 = |
(Яб + Яв)/Яв, R = Ri = Я2. |
h |
Аналогично стабилизируются временные параметры других ИУ на ИЛЭ ТТЛ. |
|
Стабилизация импульсных устройств
на ИЛЭ ТТЛ с помощью диодно-транзисторных времязадающих устройств
Один из наиболее эффективных бескварцевых методов стабилизации ИУ на ИЛЭ ^ применение ВЗУ с диодными компараторами и управляющими транзисторами для фор мирования временных интервалов. Как следует из принципа работы такого ВЗу
188
(см. гл. 6 .2 ), в качестве управляющих сигналов в нем используются напряжения с кол лекторов управляющих транзисторов. Сигнал на переключение ИЛЭ подается в момент одновременного появления высоких уровней напряжений на коллекторах транзисторов управления. Такое состояние ВЗУ наступает после отпирания одного из диодов компа ратора и последующего запирания одного из управ
ляющих транзисторов при запертом другом. Для |
|
|
Таблица |
7.3 |
||||||
нормальной работы ИУ на ИЛЭ с диодно-транзи |
|
|
|
|
||||||
сторным ВЗУ необходим цифровой автомат на ИЛЭ |
|
ывх2 |
|
“вых2 |
||||||
с логикой переключения, |
соответствующей логике |
WB X l |
° п ы х 1 |
|||||||
работы ВЗУ. Синтез такого автомата, проведенный |
|
|
|
|
||||||
с учетом таблицы состояний ВЗУ |
(табл. 7.3), где |
|
|
|
|
|||||
ивых1 и |
а вых2 ““ прямой и инверсный выходы циф |
0 |
1 |
1 |
0 |
|||||
рового |
автомата |
(входы ВЗУ), мвх1 |
и « вх2 — его |
1 |
1 |
0 |
1 |
|||
входы |
(выходы |
ВЗУ), указывает |
на' |
возможность |
1 |
0 |
0 |
1 |
||
1 |
1 |
1 |
0 |
|||||||
применения в качестве |
автомата |
двухступенчатых |
||||||||
|
|
|
|
&S-, //С -и Г-триггеров.
Рассмотрим работу делителя частоты на основе цифрового автомата на ИЛЭ И—НЕ ТТЛ с диодно-транзисторным ВЗУ (рис. 7.31, а). Наиболее полно достоинства диодно
транзисторного ВЗУ |
реализуются |
при |
использовании ВЗЦ (вида 6 в табл. 3.3) с |
перезарядом двух конденсаторов (см. рис. |
3.10, е), так как в этом случае обеспечивает |
||
ся большая крутизна разностного ВЗН на |
опорных диодах (диодах компаратора), т. е. |
||
большая стабильность |
момента их |
отпирания (срабатывания диодных компараторов). |
В состав делителя входят: цифровой автомат на ИЛЭ И—НЕ DD1.1 — DD1.6, син тезированный в соответствии с табл. 7,3; диоды VD1 и VD3, обеспечивающие перезаряд
конденсатора С/ через резисторы R1 и R3\ диоды VD2 и VD4, обеспечивающие переза ряд конденсатора С2 через резисторы R2 и R4\ диоды VD7 и VD8, сравнивающие на пряжения на обкладках конденсаторов С1 и С2\ управляющие транзисторы VT1 и VT2; компенсирующие диоды VD9 и VD10, включенные последовательно с диодами компа ратора VD7 и VD8. Цифровой автомат представляет собой двухступенчатый триггер, где первой ступенью является RS-триггер с инверсными входами (ИЛЭ DD1.5 и DDL6), а второй — синхронный /?5-триггер с прямыми входами (ИЭЛ DD1.1—DD1.4). Вход ные синхронизирующие импульсы подаются на синхронный вход второго триггера (ивк
на рис. 7.31, а). ВЗУ подключается к выходам цифрового автомата (второго триггера),
189
а управляющие сигналы с коллекторов транзисторов VT1 и VT2 ВЗУ поступают на вхо
ды R, R и 5, S первого и второго триггеров соответственно. |
диаграммами на |
|||
Работу делителя |
рассмотрим |
в |
соответствии с временными |
|
рис. 7.31, б. Пусть в момент времени |
t = t1 на выходе цифрового автомата (на выходе |
|||
ИЛЭ DD1.1 второго |
/^-триггера) |
установилось высокое логическое |
выходное напря |
жение (£/вых на рис. 7.31, б). Конденсатор С1 перезаряжается в прямом направлении через
выход ИЛЭ DDl.lt резистор щего транзистора VT2, диод удерживает транзистор УТ2ъ
R lt защитный диод VD5t переход база—эмиттер управляю VD3 и выход ИЛЭ DD1.2. Ток перезаряда конденсатора открытом состоянии, тогда первый ^5-триггер находится
в единичном состоянии (выход ИЛЭ DD1.6) по 5-входу. Конденсатор С2 при этом переза ряжается в обратном направлении через выход ИЛЭ DD1.1, диод VD4t резистор R2 и выход ИЛЭ DD1.2. При перезаряде конденсатора С1 в прямом, а С2 — в обратном на правлениях напряжение их на катоде диода VD5 экспоненциально увеличивается от
— Иъ стремясь к (£ 1вых—^ D)> а напряжение i^Ha катоде диода VD7—экспоненциально
уменьшается от U2, стремясь к 0 .
При рассмотренных процессах, протекающих в делителе, входные синхронизирую щие импульсы с периодом следования Твх и длительностью /и вх не оказывают воздей
ствия на цифровой автомат до тех пор, пока на 5-вход синхронного /?5-триггера с пря мыми входами не поступит положительный управляющий сигнал с выхода ВЗУ.
Указанный сигнал формируется после отпирания опорных диодов VD7 и VD9 диод ного компаратора (под воздействием противофазно изменяющихся времязадающих напряжений их и и2) и последующего запирания управляющего транзистора VT2 из-за резкого уменьшения тока перезаряда конденсатора С1. Отпирание опорных диодов VD7
и VD9 происходит при |
и3 — их — —UD, что и определяет момент времени поступления |
|
высокого логического |
уровня напряжения с коллектора управляющего транзистора |
|
VT2 на S- и 5-входы триггеров (/ = |
t2). При t > t2 на двух из трех входов ИЛЭ И—НЕ |
|
DD1.4 присутствуют напряжения, |
соответствующие входной логической единице. При |
поступлении очередного синхронизирующего импульса положительной полярности на третий вход ИЛЭ DD1.4 синхронный ^5-триггер изменяет свое состояние на противо положное (/ = (3) по 5-входу.
При t > / 3 конденсаторы С1 и С2 перезаряжаются в противоположных направле ниях, транзистор VT1 удерживается в открытом состоянии током перезаряда конденса тора С/, а первый /?5-триггер с инверсными входами находится в нулевом состоянии
(выход ИЛЭ DD1.6) по R-входу. Перезаряд конденсаторов продолжается до момента отпирания опорных диодов VD8 и VD10, после чего управляющий транзистор VT1 за крывается, а положительный перепад напряжения с его коллектора поступает на
R- и R-входы триггеров (/ = t4). Это обеспечивает условия для переключения синхрон ного /?5-триггера очередным синхронизирующим импульсом в исходное состояние по tf-входу (t = (6).
Таким образом, в процессе последовательного переключения первого и второго /?5-триггеров под воздействием управляющих сигналов с выходов ВЗУ и входных син хронизирующих импульсов на выходе цифрового автомата (ивых на рис. 7.31, б) форми
руется последовательность импульсов с периодом следования 7\ пропорциональным периоду следования синхронизирующих импульсов Тпх с коэффициентом пропорциональ
ности, определяемым временем перезаряда конденсаторов С1 и С2 (t0и tx на рис. 7.31, б). При принятых на рис. 7.31, б обозначениях
u i (М = ^ 4(7£) — Т ^ бых*» (^г) = (72 = 2 £ пых Т^вых U D * (7.99)
Максимальная стабильность частоты и эффективность генератора с ВЗЦ вида б обеспечиваются при равных постоянных времени перезаряда конденсаторов С1 и С2 (см. табл. 3 .3 .). Тогда при Rx = R2 = R3 = R*> Ci *= С* = С длительность временного
интервала определяется по формуле |
(7.100) |
/ 0 = т In {[и (tj — и (оо)]/[и (/3) — и (оо)]}, |
|
где т = RC\ и (Г) = и2 О) — их (!) — закон изменения разностного |
напряжения на |
опорных диодах VD5 и VD7. |
|
С учетом соотношений (7.99) и при и2 (оо) === 0 , щ (°°) = £ Вых — ^ D выражение |
|
(7.100) принимает вид |
|
/о = т In [(3 £ 'ых - W D)/(E'BUI - 2Ud)} = RC In 3. |
(7.101) |
190