книги / Применение аналоговых микросхем
..pdfследовательно включенными переходами БК —Э. Температурный коэффициент напряжения в этом случае находится, как правило, в диапазоне 1,5 ...2 мВ/°С для одного перехода БК — Э. Более низкое значение температурного коэффициента (±1 мВ/°С) до стигают с помощью двух встречно включенных переходов, как показано на рис. 1.17,6. Один диод находится в прямом включе нии, а другой работает в режиме лавинного пробоя. Температур ные коэффициенты обоих диодов частично компенсируются.
1.3.4.ИНТЕГРАЛЬНЫЕ РЕЗИСТОРЫ
ВАИС обычно используются два вида резисторов: диффузи онные и полученные ионным легированием.
Диффузионные резисторы. Эти резисторы строятся на основе
базового слоя транзистора, оснащенного двумя |
выводами |
||
(рис. 1.18). Длина и ширина слоя |
ограничены, |
вследствие чего |
|
максимальное значение сопротивления обычно |
не |
превышает |
|
20 кОм. Это значение можно в 2 ...3 |
раза увеличить при исполь |
зовании зигзагообразной конфигурации (рис. 1.19). Температур ный коэффициент диффузионных резисторов чаще всего находит ся в диапазоне 0,15...0,30% /°С. Разброс сопротивлений лежит в пределах ± (1 5 ...2 0 )% . Соотношение сопротивлений резисторов, расположенных на одном кристалле, имеет разброс, равный ±3% , а разность между их температурными коэффициентами не превышает ±0,01 %/°С. Большие значения сопротивлений можно получить с помощью так называемых пинч-резисторов. Они вы полнены на основе слабо легированного слоя р:типа, поперечное сечение которого уменьшено с помощью последующей диффузии
Рис. 1.18. Структура диффузион- |
Рис. 1.19. |
Структура диффузионного |
ного резистора |
резистора |
зигзагообразной конфигу |
|
|
рации |
|
ш — l |
л+-типа, |
что |
позволяет |
созда |
||
n i |
вать резисторы |
с |
сопротивлени |
||||
Ч |
ями до |
300 |
кОм. |
|
|
||
г |
|
|
|||||
Для |
создания |
резисторов с |
|||||
/7^(ипппаптиробаннтУ |
сопротивлениями до 100 Ом ис |
||||||
|
|
пользуется эмиттерный слой /г+- |
|||||
|
|
типа, у |
которого |
сопротивление |
|||
чУЧУ^ № ^\ЧЧ\ЧЧЧЧЧЧЧЧЧЧЧЧЧЧЧЧЧ\^ |
слоя на квадрат площади обыч |
||||||
г ^ |
- |
но равно 2 |
10 Ом. Минималь |
||||
/р (диффузионный) р (итишнтированный) |
но достижимое |
значение |
сопро |
||||
|
|
тивления 3 Ом, а температурный |
|||||
|
|
коэффициент этого |
типа |
резисто |
|||
Рис. 1.20. Структура ионно-легирован |
ров 0,01 |
|
0,2%/°С. |
рези |
|||
Ионно-легированные |
|||||||
ного резистора |
|
сторы. Технология |
ионно-легиро |
||||
|
|
ванных резисторов дает возможность получать резисторы с со противлением до 10 МОм, так как удельное сопротивление в этом случае достигает 20 кОм. Такие резистивные слои изготавливают с помощью локальной ионной имплантации примесей. Структура ионно-легированного резистора показана на рис. 1.20. Она ана
логична структуре |
диффузионного |
резистора, |
но |
толщина |
слоя |
|||||
не превышает 0,3 |
мкм, а концентрация |
примесей |
может |
быть |
||||||
очень низкой. Температурный коэффициент |
ионно-легированных |
|||||||||
резисторов |
хуже, |
чем |
диффузионных, |
и |
находится |
в диапазоне |
||||
3 ...5% /°С , |
а разброс |
значений |
сопротивления |
не |
превышает |
|||||
±10% . При использовании резисторов обоих типов |
необходимо |
|||||||||
учитывать, |
что на |
их |
динамические |
характеристики |
оказывает |
влияние паразитная емкость относительно подложки. Поэтому их эквивалентная принципиальная схема имеет вид распределенной /?С-цепи.
1.3.5.ИНТЕГРАЛЬНЫЕ КОНДЕНСАТОРЫ
Вполупроводниковых ИС обычно применяют два вида кон денсаторов: на основе р-п перехода и на основе структуры ме талл — диэлектрик — полупроводник.
Структура конденсатора на основе р-п перехода показана на рис. 1.21. Если пренебречь паразитными емкостями боковых сте нок, то емкость конденсатора определяется соотношением
|
Coi (и9 Ь) = (0,2... 0,25) COISK, |
|
|
|
||||
где |
Coi — удельная емкость, |
Ф/мм2; |
5К— площадь |
кристалла, |
||||
занятая конденсатором. При |
типовой |
площади кристалла |
2 ... |
|||||
...9 |
мм2 и Coi = 150 пФ/мм2 максимально |
достижимая |
емкость |
|||||
находится в диапазоне 50...200 пФ. При |
использовании эмит- |
|||||||
терно-базового р-п перехода |
эта |
емкость |
увеличивается |
в |
5 ... |
|||
7 |
раз из-за большей удельной |
емкости |
перехода |
(табл. |
1.3). |
Тип конденсатора |
Со» |
^шах» |
Разброс, |
ткс. |
^тах’ |
Q (1 МГц) |
|
пФ/мм1 |
пФ |
% |
%/°с |
в |
|
Переход Б—К |
150 |
300 |
± 2 0 |
— 0 ,1 |
50 |
50. ..1 0 0 |
Переход Б—Э |
1000 |
1200 |
+ 2 0 |
—о д |
7 |
!....2 0 |
Конденсатор на базе полево |
300 |
500 |
±25 |
0 ,0 2 |
20 |
200 |
го транзистора с изолирован |
|
|
|
|
|
|
ным затвором |
|
|
|
|
|
|
Используемый в качестве конденсатора р-п переход должен быть закрыт приложенным к нему постоянным напряжением. От этого напряжения зависит емкость конденсатора, который вследствие этого можно считать нелинейным, т. е. конденсатором с электрически регулируемой емкостью. Это свойство конденсато ров на основе р-п перехода может быть использовано в радио приемниках, параметрических усилителях, умножителях частоты и др. При изменении напряжения на переходе от 1 до 10 В ем кость изменяется в 2 ... 2,5 раза.
Важным параметром каждого конденсатора является доброт
ность на |
высокой частоте |
Q = X c/rs, где Хс— сопротивление кон |
|||
денсатора |
в зависимости |
от |
рабочей частоты; |
rs— постоянная |
|
составляющая |
сопротивления, |
определяемая током утечки кон |
|||
денсатора. В |
частотном диапазоне, где значение |
добротности Q |
Рис. 1.21. Структура диффузионного |
Рис. |
1.22. Структура |
конденсатора, |
|
конденсатора |
изготовленного по |
технологии поле |
||
|
вого |
транзистора |
с |
изолированным |
|
|
затвором |
находится в пределах 50...100, можно считать конденсатор на основе р-п перехода идеальным элементом. Этот частотный диа пазон в реальных схемах равён 500 Гц ...500 кГц. Следует учи тывать, что между нижним слоем п+-типа и подложкой р-типа (см. рис. 1.21) действует паразитная емкость Сп. Вместе с полез ной емкостью Ск эта паразитная емкость образует емкостный независимый от частоты делитель напряжения с коэффициентом передачи K p=U BbLX/UBX= C K/ (Сн+Сп). Поскольку обычно С „=
= (0,15 ...0 , 2 ) Ск, то К р = — ( 0 , 8 . . . 0 , 9 ) .
Конденсатор, использующий структуру металл — диэлект рик-полупроводник, показан на рис. 1.22. На эмиттерный слой /г+-типа, представляющий собой нижнюю поверхность конденса
тора, наносят тонкий слой диэлектрика — окись |
кремния S i02. |
|||
Вторая |
пластинка |
конденсатора |
образована слоем алюминия. |
|
Типовое |
значение |
удельной |
емкости такого |
конденсатора |
350 пФ/мм2 в 2 раза выше, чем у конденсатора на основе р-n пе рехода (см. табл. 1.3). Основное достоинство этих конденсаторов в том, что они аналогичны обычным конденсаторам и могут рабо тать при разных полярностях напряжения на. выводах. Однако и этот конденсатор имеет нелинейную зависмиость емкости от на пряжения вследствие использования слоя п+-типа. Технология изготовления таких конденсаторов также совместима с базовой технологией, используемой при производстве АИС.
1.3.6.ПЛЕНОЧНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ
ВАИС пленочная технология обычно используется для изго
товления пассивных элементов — резисторов и конденсаторов. Изготавливают их обычно на основе диэлектрика, поэтому отпа дает необходимость решения проблем изоляции и паразитных взаимосвязей. Структура и топология пленочного резистора, по казанные на рис. 1.23, и резистора на основе р-п перехода анало гичны. Удельное сопротивление слоя зависит от его толщины и от материала, из которого он изготовлен. В табл. 1.4 приведены ти повые значения параметров толсто- и тонкопленочных резисторов.
Т а б л и ц а |
1.4. Типовые |
параметры |
пленочных резисторов |
|
|
|
|
М атериал |
|
Параметр |
Та |
N f - C r |
SnOa |
|
|
|
|||
Сопротивление слоя, |
Ом/квадрат |
До 5000 |
До 400 |
До 4000 |
ткс, ю -в/°с |
|
100 |
100 |
0 (при подгон |
Разброс. %: |
|
|
|
ке) .. . 1500 |
|
|
|
|
|
абсолютный |
|
4 5 |
4-5 |
± 8 |
относительный |
|
± 1 |
± 1 |
± 2 |
VTTt PZa ------- |
ГТТТЪттх |
|
Подложка |
|
|
Рис. 1.23. Структура |
пленочного ре |
Рис. 1.24. Структура пленочного кон |
зистора |
|
денсатора: |
1 *—нижний электрод; 2 — диэлектрик; 3 — верхний электрод
Из таблицы можно сделать следующие выводы: с помощью тонкопленочной технологии можно достичь больших сопротивле ний резисторов по сравнению с полупроводниковым резистором и меньших значений ТКС.
Для этих резисторов применяется подгонка сопротивлений по средством электрохимического травления или лазерным лучом. В последнее время используется чаще электрохимическое травле ние, которое дает возможность изменять сопротивления в диапа зоне ±30% .
Т а б л и ц а 1.5. Типовые параметры пленочных конденсаторов
Тип конденсатора |
С0, пФ/мм2 |
с тзх< пф |
Разброс, |
ткс. %/°С |
Q (10 МГц) |
|
|
|
|
|
% |
|
|
Тонкопленочиый: |
|
|
±15 |
0,25 |
200 |
|
Si02 |
|
60 |
1500 |
|||
Al2Og |
|
1500 |
4 -104 |
±15 |
0,03 |
30 |
Ta2Os |
|
4000 |
10б |
±15 |
0 ,0 2 |
30 |
Толстопленочный |
__ |
10*1 |
± 2 0 |
±0,05 |
— |
|
|
|
|
|
|
±0,15 |
|
Конденсатор па |
базе полево |
350 |
200 |
± 2 0 |
0,02 |
10 |
го транзистора |
с изолирован |
|
|
|
|
|
ным затвором |
|
|
|
|
|
|
|
Структура и топология |
пленочного |
|||
|
конденсатора показаны на рис. 1.24. |
||||
|
Значение |
удельной |
емкости |
такого |
|
|
конденсатора зависит от диэлектриче- |
||||
|
ской постоянной и толщины ди |
||||
|
электрика, которая у тонких пленок |
||||
|
достигает 0,1 ... 0,2 мкм, а у толстых |
||||
|
10 ... 20 мкм. У тонкопленочных кон |
||||
|
денсаторов максимально |
достижимое |
|||
|
значение |
удельной |
емкости конденса |
||
|
тора не |
пропорционально |
диэлектрик |
||
|
ческой постоянной материала, так как |
||||
Рис. 1.25. Структура пленочной |
толщина слоя зависит и от требуемо |
||||
го напряжения пробоя. Для |
пленоч- |
||||
индуктивности |
ных конденсаторов |
характерно увели |
|||
|
чение потерь при повышении |
частоты. |
Потери из-за тока утечки у них ниже, чем у конденсаторов на основе р-п перехода, так как поверхности обкладок изготовлены из металлов и поэтому имеют хорошую проводимость. В табл. 1.5 приведены типовые параметры пленочных конденсаторов, а также конденсаторов, произведенных на основе технологии полевого транзистора с изолированным затвором. Пленочные конденсаторы по всем параметрам превосходят МДП-конденсаторы.
Пленочная технология единственная, которая дает возмож ность реализовать индуктивность в виде планарной спирали (рис. 1.25). Материалом служит чаще всего золото. Ширина про
водящей |
полосы находится в диапазоне 3 0 ...50 мкм, а зазора |
5 0 ... 100 |
мкм. Удельная индуктивность в этом случае может до |
стигать 20 нГн/мм2, и, следовательно, на площади 25 мм2 можно получить индуктивность в пределах 250... .500 нГн. Благодаря низким потерям в области высоких частот добротность таких ин дуктивностей Q= 50 на частоте 100 МГц и с увеличением частоты еще более возрастает. Поэтому пленочные индуктивности особен но эффективны на сверхвысоких частотах (3 ...5 ГГц). В послед нее время в пленочных ИС предпринимаются попытки реализо вать микротрансформаторы, в которых достигаются еще большие значения индуктивности.
1.4. ТИПОВЫЕ КАСКАДЫ АНАЛОГОВЫХ МИКРОСХЕМ
При проектировании АИС необходимо учи тывать возможности технологии производства микросхем. У полупроводниковых ИС ограничены значения сопротивлений и
26
емкостей и отсутствует возможность |
получения индуктивности. |
В -этом параграфе описаны типовые |
каскады АИС, из которых |
построены их принципиальные схемы средней степени интеграции.
1.4.1. ПРОСТЕЙШИЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
Включение биполярного транзистора по схеме с общим эмит тером приведено на рис. 1.26. Напряжение на выходе определя ется С/., и сопротивлением резисторов. Коэффициент усиления такого каскада находится из приближенного выражения
Ки « t/Mx/£/„ « - |
R M |
+ Яг/Аяэ), |
|
|
||
где А21э— коэффициент передачи |
тока. |
Для |
работы |
транзистора в |
||
активном режиме необходимо |
следить, |
чтобы С/Вых> |
+ иЭв> где |
|||
USB— падение напряжения на |
эмиттерно-базовом переходе. Ток, про |
|||||
текающий через транзистор, определяется из выражения / к = |
(£/вх— |
|||||
—USB)/R9- Этот ток определяет входной ток / вх=/к/А21э- Напряжение |
||||||
USB связано с током /ц соотношением t/зв = ?т^п (^к//ко), где |
/ко— |
|||||
обратный ток эмиттерно-базового перехода. |
Для полностью |
откры |
того перехода база-эмиттер значение логарифма достаточно велико, так как ток / ко весьма мал по абсолютной величине. Пороговое нап ряжение открывания кремниевого р-п перехода является характерной величиной и составляет для больших токов / к примеоно 0,7 В при
20°С.
Входное сопротивление транзисторного каскада на рис. 1.26 мож
но рассчитать по формуле RBK^ R r + (l + Аяэ) |
гДе гэ= <Рт/4х 0 + |
-f ^21э)- Следовательно, /?вх *&Rr + <рт/ / вх = Rv + <рЛ 1э// к* Таким об |
разом, входное сопротивление транзисторного усилительного кас када прямо пропорционально температуре и обратно пропорцио
нально |
току /к через транзистор (фт«7 /1 1 |
600, где Г, К). Если |
|
измерить Явх, то его значение оказывается |
при малых / к обычно |
||
в 1,5... |
2 раза меньше расчетного. Поэтому часто в формуле со |
||
держится |
множитель Af= 1 ... 2, учитывающий уменьшение А21э |
||
при токах |
порядка 10 мкА. Значения же |
А21э в справочниках |
обычно приводят при значительно больших токах.
Выходное сопротивление транзисторного усилителя, включен
ного по схеме с общим эмиттером, |
определяется из выражения |
#вых=Як11гк, где г«— сопротивление |
обратносмещениого перехо |
да коллектор — база. |
|
Частотные характеристики схемы при малых токах /к опреде ляются параметрами входной и выходной цепей. Особенность со стоит в уменьшении произведения коэффициента усиления на полосу пропускания, которое прямо пропорционально току /к.
На рис. 1.27,а показано включение полевого транзистора по схеме с общим истоком. Транзистор может работать в двух ре жимах: линейном и режиме насыщения. В линейном режиме ток
Рис. |
1.26. |
Схема усили |
Рис. |
1.27. Схема |
усилителя на полевом |
||
теля на |
п-р-п транзи |
|
|
транзисторе: |
|
||
|
|
сторе |
а — с |
резисторной нагрузкой; б — с |
активней |
||
|
|
|
|
|
нагрузкой |
|
|
стока возрастает пропорционально с ростом |
напряжения между |
||||||
стоком |
и истоком, сохраняя |
постоянным |
напряжение |
затвор — |
|||
исток, |
что |
свидетельствует о |
постоянном |
сопротивлении |
канала. |
||
В режиме насыщения ток Iс практически не зависит от напряже |
|||||||
ния сток — исток, а зависит |
только от |
напряжения затвор — ис |
ток, т. е. от поперечного сечения канала вблизи стока. В линей
ном |
режиме |
работы каскада ток через транзистор определяется |
||||
из |
выражения |
/с = /с н = (1— С/зи/£/отс)2, |
где |
/сн — ток стока |
||
насыщения; |
t/зи— напряжение |
затвор — исток; |
Uотс напряже |
|||
ние |
отсечки |
канала, при котором |
ток стока |
с определенной точ |
ностью можно считать равным нулю. Предполагая, что r3ll^>Ru и Геи^Ли, можно воспользоваться следующим упрощенным выра
жением для |
расчета коэффициента усиления такого |
каскада: |
||
K 'u= SR c/(l+ SR 11), |
где S — крутизна |
характеристики |
полевого |
|
транзистора; |
гси и |
гзи— сопротивления |
переходов сток — исток |
и затвор — исток соответственно. Частотные свойства этого кас када, как и предыдущего, принято характеризовать произведени ем коэффициента усиления на полосу пропускания, которое на зывают в этом случае добротностью каскада.
На рис. 1.27,6 показано включение полевого |
транзистора по |
||
схеме |
с общим истоком |
и активной нагрузкой, |
представленной |
транзистором VT2. Действующее сопротивление нагрузки в цепи |
|||
стока |
транзистора VT1 |
равно: Яд=бШ к2/£//к2= |
1 /S2, где S2— |
крутизна передаточной |
характеристики транзистора VT2. Значе |
ние Киг такого каскада определяется отношением Si/S2, из чего
следует, что SI/S2=1/7I//2, т. е. Ки' определяется длинами lu U |
|
каналов транзисторов VT1, VT2. При одинаковых длинах каналов |
|
Ки' |
прямо пропорционально ширине W\ и W2 каналов транзисто |
ров |
VT1 и VT2. Реально достижимые соотношения между значе |
ниями ширины каналов полевых транзисторов лежат в диапазоне
50. .400, а |
это означает, что коэффициент усиления Ки' — |
= y w }lW2= |
7 . . . 20. |
э
Рнс. 1.28. Схема Дарлингтона |
Рис. 1.29. Схема составного компле |
|
ментарного транзистора |
В АИС часто применяется схема Дарлингтона или составное включение двух транзисторов (рис. 1.28). Эту схему отличает значительно большее усиление по току по сравнению с усилени ем в схеме с одним транзистором. Характеристики по постоянно му току определяются следующими соотношениями при отсутст вии резистора R :
1 э 2 — IБ 2 ^ 2 \Э = /*21Э Й2|Э / Б1*» / К == Й21Э / Б1 + Й21Э / Б2,
/. //
где «21Э, «21э — коэффициенты усиления по постоянному току. Пред полагая /к ^ ^ 3 2 и подставляя /б2 из первого уравнения во второе, получаем результирующее значение коэффициента усиления по* току
Й21Эр = Й21Э + йдэ + йиэййэ» Амэйиэ* Теоретически Л21Эр При исполь зовании обычных транзисторов, имеющих А21э ^ 100, достигает по рядка 104. Реально достижимые значения к2\э все-таки не так высоки. Надо учесть, что первый из пары транзисторов работает в микроре
жиме, и поэтому А21э оказывается существенно меньше Л21з- Вследствие этого практически реализуемые значения Л21Эр ке превышают нескольких тысяч. Для выравнивания значений токов 1Э\ и / 52 па раллельно эмиттернс-базовому переходу транзистора VT2 подключают резистор R. В этом случае можно установить 1э\'Э>1ъ2 и, следова тельно, коллекторные токи обоих транзисторов сделать почти одина ковыми. Но тогда й21эр уменьшится и достигнет своего минимума,
равного 2Л21э- На рис. 1.29 приведено комплементарное включение составных
транзисторов. Направления результирующих токов соответствуют
р-я-р транзистору. Результирующий коэффициент |
усиления |
по |
току й21Эр = Й213 +Й 21ЭЙ21Э и практически совпадает с |
Л2j3p |
со |
ставного транзистора на одинаковых транзисторах. Известно, что с точки зрения усиления по току транзисторы р-я-р типа уступа ют транзисторам я-р-я типа. Использование р-я-р транзистора, обеспечиваемого этой структурой, имеет то преимущество, что здесь его коэффициент усиления по току превышает коэффициент
усиления по току одного п-р-п транзистора. На месте VT1 можно даже использовать р-п-р транзистор с небольшим коэффициентом усиления по току. Быстродействие схемы определяется свойства ми р-п-р транзисторов и поэтому хуже, чем у п-р-п транзисторов.
1.4.2. КАСКАДЫ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Каскады дифференциальных усилителей являются основой АИС благодаря превосходству их характеристик перед рассмот ренными выше простейшими усилителями. Дифференциальные каскады обладают большим усилением по напряжению дифферен циального сигнала, приложенного к их входам. И наоборот, уси ление сигнала, одинакового на обоих входах (синфазного сигна ла), невелико. Это означает, что такой каскад устойчив к поме хам, совпадающим по амплитуде и фазе.
Базовая принципиальная схема каскада дана на рис. 1.30. У идеального каскада дифференциального усилителя предполага ем идентичными по параметрам элементы в обоих его плечах. Ес ли подать на вход дифференциальное напряжение UBXд, то оно поделится пополам между соответствующими входами и общей точкой схемы, в которой соединены резисторы R3. Приложенные одновременно ко входам напряжения имеют противоположную полярность, поэтому точку соединения резисторов Ra можно счи тать заземленной по переменному току.
Дифференциальный усилитель характеризуется коэффициен том усиления дифференциального и синфазного сигналов. Диф ференциальное выходное напряжения UBыхд=Н„ых1—и вых2= = (иВхл12 )Ки1— (ивхд/2 )Ки2, где Km и Киг — коэффициенты уси
ления по напряжению в левом и правом |
плечах каскада. Когда |
|||
транзисторы идентичны, то Ku\=Kuz, и коэффициент |
усиления |
|||
дифференциального |
сигнала Kua=Kui = |
UBblxд/ UBXд. |
Следова |
|
тельно, усиление по |
напряжению |
дифференциального |
каскада |
|
равно усилению по напряжению |
одного |
транзистора |
этого кас |
када. |
выразить |
с помощью физических парамет |
Если усиление Kui |
||
ров транзистора, для |
дифференциального усилителя получаем |
|
отношение |
|
|
Km — this RKI[R3 + гэ + |
(1 — Агш) (Яг + гб)1> |
где гэ— сопротивление эмиттера, транзистора; гб — сопротивление базы транзистора; А2ш — коэффициент усиления по току тран зистора в схеме с общей базой. Как показано ниже, при идентич ных плечах и одинаковых изменениях напряжения на входах не наблюдается разбаланса значений Кии Kuz и Чвыхд и нет необ ходимости стабилизировать усиление отдельных каскадов с по мощью эмиттерных сопротивлений Ra. Поэтому в ИС, в которых
зо